Interface VGA pour tv n&b

En Suisse avec un TV (multistandard) sans tuner UHF on pouvait tout de même capter la chaîne Suisse romande et la 1ère chaîne française et il n’aurait sans doute pas été trop compliqué d’ajouter un tuner UHF pour capter la 2ème chaîne française étant donné que ces appareils avaient le balayage 625 lignes d’origine.
Mais ces appareils avaient presque 20 ans et ça ne valait pas le coup de faire des dépenses presque aussi importantes que le coût d’un appareil noir et blanc moderne si on le faisait faire par un professionnel.
Tout ça pour prolonger un appareil obsolète (taille et forme d’écran) qui n’aurait pas tenu longtemps.

En France lors de la généralisation de TF1 en 625 lignes UHF (1976) les TV non équipés (ou non facilement équipables, c’est à dire sans balayage 625 lignes) avaient plus de 15 ans et vu la fiabilité médiocre des TV des années 50 il ne devait plus en rester beaucoup en état de marche en …
Je pense que maintenir un réseau national dupliqué pendant 6 ou 7 ans (1977-1983) a coûté beaucoup plus cher qu’un remplacement gratuit de ces appareils.

Bonjour,

Ce n’était pas une majorité de TV sans UHF que je récupérait, mais cela provenait de clients qui avaint consevé longtemps un poste Philips déjà en 110º et qui était assez fiable, ils sont ensuite passés directement à la couleur à ce moment là.

Concerant la France, il a fallu attendre 1981 pour que les derniers émetteurs couleur pour la TF1 soint déployés en région limitrophe de la Suisse, donc mis à part par exemple une extinction des émetteurs 819 l au fur et à mesure du déploiement avec une année de diffusion simultanée sur les mêmes sites qui aurait permis de faire une économie, la duplication des réseaux de faisceaux hertziens ètait te toute manière indispensable.

il me semble d’après un forumeur que l’une des raisons d’avoir maintenu si longtemps les émetteurs 819 lignes c’était pour éviter de perdre une licence d’exploitation des fréquences VHF auprès de l’organisation internationale qui attribuait les fréquences aux pays, canal+ est venu ensuite prendre le relais avec la reconversion des émetteurs en VHF 625 lignes,

sinon il est vrai que dans les années 70 il était beaucoup plus intéressant d’acheter un petit TV noir et blanc VHF/UHF ( neuf ou occasion ) que de persévérer avec un poste de TV désuet des années 50/60, la personne risquait de payer plein pot une redevance pour 3 chaines alors qu’il n’en recevait qu’une seule avec son TV « 819 lignes only »

Petite modif sur mon interface:

Mixage des synchros H/V par transistor BC547 ou équivalent (+Vsync et -Hsync)
Déplacement des condos découplage HF sur la partie alim
Utilisation d’un « power jack » (identique à l’alim) pour la sortie Luminance pour raisons de simplicité

Schéma modifié de l’interface:
https://easyeda.com/normal/VGA_Y-6568f0ad7dcd459b9845550a653b8003

Bonjour à tous.

Franchement, Dominique, avez vous testé votre interface avant de la proposer?
Pour ma part elle ne peut que dysfonctionner telle que vous l’avez dessinée!

Les tensions sur les sorties RVB du connecteur VGA sont essentiellement positives (0…0,7 volt sur 75 ohms), la résultante Y après matriçage et amplification par l’AD711 l’est tout aussi.
Alors court-circuiter à la masse la sortie Y (transistor Q1) pendant le HBI alors que la tension y est nulle à ce moment là est absolument inefficace. Tout comme y ajouter une nouvelle tension positive à travers R12 est un non-sens puisque la synchronisation devrait plutôt y être soustraite puisqu’elle doit être de polarité négative.

Y.gif
Je vous suggère plutôt d’insérer le signal de synchronisation composite sur l’entrée inverseuse de l’AD811.
Une résistance insérée entre la sortie du circuit qui réalise l’addition des synchronisations ligne et trame et le point de jonction des résistances R9 et R10 vous permettrait de superposer le signal de synchronisation dans le signal de luminance sous forme d’impulsions d’amplitude négative. La valeur de la résistance est à déterminer pour obtenir une amplitude normalisée de -0,3 volt sur 75 ohms.

SynchroNiac.PNG
Source : microelec.patricklecoq.fr/mo … erter.html

Mon interface fonctionne avec les résultats attendus dans la 1ère configuration (fond du top synchro à 0V).

Mais je testerais dès que j’aurais le temps (je fais des travaux dans ma chambre) la solution que tu proposes (si je comprends bien, il faudra donc injecter une Csync positive pour sortir en Csync négative).

Par ailleurs, je souhaite changer les régulateurs par des 78L05 et 79L05, qui sont plus petits, mais dont le courant max de sortie est de 100 mA.
J’ai regardé la doc de l’AOP, il consomme (sauf erreur ou omission) environ 16 mA sur chaque branche.

Que penser de la régulation par des diodes Zener, est-ce une bonne idée ?

Effectivement, je n’ai pas assez fait attention aux polarités des synchros.
Le schéma est plutôt capillotracté car il utilise la résistance R12 comme résistance de tirage au plus du fait que la synchro horizontale est de polarité négative. Le prix à payer est la superposition d’une composante continue sur le signal vidéo afin que les tops négatifs de la synchro composite puissent exister.
Cela fonctionne, mais utiliser un des signaux comme source de tension est des plus aléatoire. Le schéma que je proposais assure une meilleure reproductibilité et surtout un fonctionnement identique quelque soit la polarité des signaux de synchronisation grâce à l’ajout du boitier 74HC86 (microelec.patricklecoq.fr/mo … erter.html).

SynchroNiac.PNG
Autre problème, une des résistances de la matrice RGB n’a pas la bonne valeur. Pour obtenir le plus précisément possible la relation Y = 0,299R + 0,587G + 0,114B, hé bien la résistance R4 devrait avoir une valeur de 43 ohms au lieu de 27. Cette valeur plus élevée nécessite de câbler une résistance entre son point chaud et la masse pour ramener l’impédance d’entrée du canal vert à 75 ohms, valeur 360 ohms série E24 ou bien à la rigueur 330 ou 390 ohms série E12. Dans le même esprit, la valeur de la résistance R7 sera plus optimale si on la remplace par une 110 ohms de la série E24.

Les régulateurs 7xL05 en boitier TO92 sont préférables à une régulation par diode zener. Avec une intensité maximale de 100 mA, ils sont largement suffisants pour alimenter un AOP qui n’en consomme que 16.

Mesure impédance entrées RVB: respectivement 80, 79 et 83? sur mon montage expérimental à pastilles.

Le problème avec cette matrice RVB, c’est qu’elle est réalisée avec des résistances de faible valeur, ce qui fait que l’impédance d’une entrée n’est pas complètement indépendante de l’impédance de sortie des sources sur laquelle sont connectées les deux autres.

Ainsi pour mesurer exactement l’impédance d’une entrée quelconque, il faut que les deux autres soient connectées à la masse à travers une résistance de 75 ohms, valeur qui correspond théoriquement à l’impédance de sortie de chaque source R, V ou B derrière le connecteur VGA.
C’est ainsi que j’ai pu déterminer la résistance bleeder de 360 ohms sur l’entrée du vert et aussi vérifier que la valeur des deux autres, 180 et 120 (ou mieux = 110) ohms, était correcte.

Par exemple pour l’entrée rouge, on a la configuration suivante :
Zr = (82 + ((220+75) // (43+75) // (22+82))) // 180 = 74,99 ? 75
Pour l’entrée verte :
Zg = (43 + ((82+75) // (220+75) // (22+82))) // 300 = 74,92 ? 75
Et pour la bleue :
Zb = (220 + ((82+75) // (43+75) // (22+82))) // 110 = 77,37 ? 75

J’aurais bien voulu mettre les résistances de 300 et 110 ohms, mais je n’ai que la série E12.
Je pourrais bien mettre 2x150 ohms en série et 2x220 ohms en // mais cela alourdit le montage…

Voici les valeurs théoriques obtenues avec les valeurs immédiatement proches dans la série E12 :

Pour l’entrée verte avec une résistance bleeder de 390 ohms
Zg = (43 + ((82+75) // (220+75) // (22+82))) // 390 = 76,14
Même entrée avec 330 ohms :
Zg = (43 + ((82+75) // (220+75) // (22+82))) // 330 = 73,53

Et pour la bleue avec une résistance bleeder de 120 ohms :
Zb = (220 + ((82+75) // (43+75) // (22+82))) // 120 = 82,19
Toujours la bleue avec 100 ohms
Zb = (220 + ((82+75) // (43+75) // (22+82))) // 100 = 72,29

Voici la justification comme quoi la valeur initiale de 27? pour R4 est erronée.

La formule Y = 0,299R + 0,587G + 0,114B implique la relation suivante entre les 3 résistances de la matrice :
Rr × 0,299 = Rg × 0,587 = Rb × 0,114

Plus pratiquement et avec les références du schéma, on devrait avoir :
R3 × 0,299 ? R4 × 0,587 ? R6 × 0,114

• 1ère tentative avec R4 = 27? comme valeur référence :
R3 = R4 × 0,587 ÷ 0,299 = 27 × 0,587 ÷ 0,299 = 53,01? (51? ? E24)
R6 = R4 × 0,587 ÷ 0,114 = 27 × 0,587 ÷ 0,114 = 139,03? (130? ? E24)
Là on est complètement en dehors de la plaque par rapport aux valeurs du schéma.

• 2ème tentative avec R3 = 82? comme valeur référence :
R4 = 82 × 0,299 ÷ 0,587 = 41,77? (43? ? E24 ou 39? ? E12)
R6 = 82 × 0,299 ÷ 0,114 = 215,07? (220? ? E24/E12)
Là c’est bien mieux, 220?, c’est effectivement la valeur de R6 dans le schéma.

• 3ème tentative avec R6 = 220? comme valeur référence :
R3 = 220 × 0,114 ÷ 0,299 = 83,88? (82? ? E24)
R4 = 220 × 0,114 ÷ 0,587 = 42,73? (43? ? E24 ou 39? ? E12)
Là c’est confirmé, la résistance R4 devrait avoir une valeur de 43?, à la grande rigueur 39? ou 47? si on ne dispose pas de la valeur de la série E24.

• Vérification inversée avec R4 = 43? :
R3 = 43 × 0,587 ÷ 0,299 = 84,42? (82? ? E24)
R6 = 43 × 0,587 ÷ 0,114 = 221,41? (220? ? E24)

Conclusion : pour respecter au mieux la formule Y = 0,299R + 0,587G + 0,114B, la résistance R6 devra avoir pour valeur 43? plutôt que 27?, les deux autres résistances de la matrice conservant les valeur initiale de 82? et 220?.

Chronogramme des synchros:

Sortie de l’interface non chargée (en l’air), l’amplitude du signal vidéo pour le blanc devrait être de 1,4 volt (2 × 0,7) .Une des choses à faire est de vérifier par calcul si c’est bien le cas avant d’injecter la synchronisation composite sur l’entrée inverseuse du AD811.

Chaque branche de la matrice, source du signal y comprise équivaut à un générateur individuel avec sa propre résistance interne.
Pour le blanc, chaque signal en sortie du connecteur VGA est censé avoir une amplitude à vide de 2 × 0,7 = 1,4 volt.
• Ainsi le générateur équivalent de la branche rouge correspond à une source de (1,4 × 180) ÷ (75 + 180) = 0,99 volt ayant une résistance interne de 82 + (75 // 180) = 134,94 ohms.
• Celui de la branche verte équivaut à une source de (1,4 × 360) ÷ (75 + 360) = 1,16 volt ayant une résistance interne de 43 + (75 // 360) = 105,07 ohms.
• Et enfin celui de la branche bleue équivaut à une source de (1,4 × 110) ÷ (75 + 110) = 0,83 volt ayant une résistance interne de 220 + (75 // 110) = 264,59 ohms.

Pour connaître le niveau en sortie de la matrice à l’aide du théorème de Millman, il est nécessaire d’ajouter une 4ème source de tension nulle et de résistance interne de 22 + 82 = 104 ?.
Ainsi le calcul au demeurant fastidieux, car on manipule des nombres jusqu’à 8 chiffres, donne au final une valeur de 0,709 volt en sortie de la matrice.
• La tension présente sur l’entrée non inverseuse de l’AD811 est celle en sortie du pont diviseur et égale à (0,709 × 82) ÷ (22 + 82).
• Cette tension doit ensuite être multipliée par le gain de cet amplificateur = 1 + (560 ÷ 390) pour obtenir la tension de sortie.

Résultat final = 1,36 volt en sortie de matrice pour 1,4 volt escompté, soit un peu moins de 3% de différence, on ne pouvait espérer mieux!

???

En l’absence d’impulsions de synchronisation, la sortie du dernier XOR est au niveau bas avec une tension quasi nulle, On peut alors considérer qu’à ces instants là R10 se retrouve en // sur R14, la valeur de l’ensemble doit donc être égale à l’ancienne valeur de R10, soit 390?, afin de maintenir le même gain de l’amplificateur.

En présence d’une impulsion, la sortie de ce même XOR est au niveau haut donc quasiment au +5 volts et la sortie de l’AD811 doit être à ?0,6 volt (2 × 0,3). La présence du HBI ou du VBI à ce moment là impose une tension nulle sur son entrée non inverseuse, ce qui implique que la tension sur son entrée inverseuse l’est aussi ainsi que celle aux bornes de la résistance R10. Ce dernier fait simplifie le calcul car il devient indépendant de cette dernière résistance.

On a donc la relation (5 ÷ R14) ? (0,6 ÷ R9) = 0 d’où R14 = 4666,66? soit en pratique R14 = 4,7 k?.
La nouvelle valeur de R10 est telle que R10 // R14 = 390? d’où R10 = 425,29? soit 430? en pratique.

SynchroNiac.PNG

@Dominique, j’ai vu que vous aviez effectué une mis à jour de votre vôtre schéma inclus dans un message antérieur (viewtopic.php?f=15&p=436290#p436171).
C’est plus raisonnable d’avoir renoncé à ce combinateur de synchros que j’avais qualifié de capillotracté.
Cependant, pourquoi avec celui à base de XOR avoir préféré le choix manuel de la polarité de la synchro ligne et avoir figé celle de la synchro trame alors que celui proposé reconnaissait automatiquement celle de chacune des deux? Cela ne nécessite que 2 résistances et 2 condensateurs de plus et supprime le commutateur nécessaire au mode manuel.

J’ai donc retouché ce schéma pour vous proposer une version encore plus aboutie :
• La valeur de 330? pour R12 est plus que 10 fois trop faible, le calcul a établi une valeur de 4,7k? pour obtenir un top de synchro d’amplitude normalisée.
• L’emploi de valeurs de la série E24 pour les résistances est souhaitable afin de coller au plus près des niveaux normalisés pour le signal vidéo délivré par l’interface.
• Le schéma proposé à l’origine pour le combinateur à XOR était à base de portes 74LS86. Avec des portes CMOS, la constante de temps du dispositif de reconnaissance de polarité peut être conservée en augmentant R et en diminuant C du même facteur, ce qui permet de remplacer les condensateurs chimiques par des modèles à film plastique nettement plus fiables et bien moins encombrants.

InterfaceVGA.Niac.png
Rappel des valeurs optimales pour les résistances:

R2 = 180 ? R5 = 22 ? R8 = 82 ? R11 = 75 ? R14 = 360 ? R3 = 82 ? R6 = 220 ? R9 = 560 ? R12 = 4,7 k? R15 = 220 k? R4 = 43 ? R7 = 110 ? R10 = 430 ? R13 R16 = 220 k?

Les constantes de temps sont-elles valables pour toutes les résolutions possibles en tv ?
Comment justifier une constante de temps de 48,4 mS sur la synchro H ?

Vos questions sont trop imprécises!
Par exemple, pour la dernière, dans quel contexte et avec quel moyen avez vous pu mesurer ou obtenir une telle valeur?

J’ai calculé avec la formule bien connue (sauf erreur ou omission de ma part)
t=RC
220000x0,22e-6= 0,0484 S ou 48,4 mS

Ce qui compte en définitive, c’est que la constante de temps soit bien plus longue que la période du signal.
Le postulat de départ étant que le signal en question soit particulièrement asymétrique, ce qui est le cas pour ceux de synchronisation ligne et trame.

• En cas de synchronisation négative, le signal de synchronisation est à un niveau haut en quasi permanence. Le condensateur se charge et reste chargé car il n’a pratiquement pas le temps de se décharger pendant les dites impulsions. La tension à ses bornes équivaut alors à un niveau logique « 1 » .Le XOR se comporte alors comme un inverseur et on retrouve sur sa sortie l’inverse du signal logique présent sur son autre entrée, en l’occurrence un signal de polarité positive.
• En cas de synchronisation positive, c’est l’inverse. Le condensateur se décharge et le reste car il n’a pratiquement pas le temps de se recharger, la tension à ses bornes équivaut à un niveau logique zéro. Le XOR n’inverse plus le signal logique présent sur son autre entrée, le signal de sortie a donc la même polarité positive que celui-ci.

Ainsi la polarité du signal en sortie du XOR est toujours positive quelque soit celle du signal sur son entrée directe, pourvu que le retard à l’allumage (la constante de temps) sur son autre entrée soit prépondérant sur la période du signal.

Photos du top trame sur oscillo:
http://forum.retrotechnique.org/viewtopic.php?t=247341&p=420136#p420136