Améliorations du traceur de courbes d'inspiration nippone

J’ai remis le gain à 3 avec les anciennes valeurs de résistances.
Voici le schéma entier et 2 graphes du courant Ib de 0 à 10mA et de 0 à 100µa

schéma isis traceur.jpg

ib 10ma.jpg

ib 100µa.jpg

la suite pour demain… :wink:

En définitive, quelque soit le nombre de marches, leur hauteur est strictement identique en sortie du réseau R2R, et par conséquent en sortie des deux amplificateurs à la suite.

La hauteur de marche en sortie de ceux-ci est donnée par la formule : Valim/16 × G, G étant le gain (ou coefficient d’amplification) de ces amplis.
La hauteur totale de l’escalier dépend de son nombre de marches « n », elle est égale à : n × Valim/16 × G

Avec 9 marches, la hauteur de l’escalier est de : 9 × 15/16 × 1,5 = 12,65625 ? 12,66 volts, soit 2,3 volts de marge.
Avec 10 marches, la hauteur de l’escalier est de : 10 × 15/16 × 1,5 = 14,0625 ? 14,06 volts, moins d’un volt de marge.

Par sûr qu’un ampli OP générique ne rabote pas la toute dernière marche avec une marge aussi faible que 1 volt, Un amplificateur à sortie « rail to rail » s’avère incontournable si l’on désire un escalier d’une dizaine de marches.
A moins de limiter le gain des amplificateurs à 1 en maintenant l’objectif de minimiser le nombre de valeurs nécessaires dans la série E96. Ainsi la résistance de 30k devient 20k dans la branche PNP et la correspondante dans la branche NPN passe de 20k à 10k.

La nouvelle hauteur de l’escalier aux 10 marches est alors de 10 × 15/16 × 1 = 9,375 ? 9,38 volts, la marge est plus que suffisante pour n’importe quel ampli OP générique.

???

Avec le convertisseur tension/courant type Electronique et Loisirs, le courant Ib était tel que Ib = Ve/R5 × (k-1)/k

Or ce dernier rapport équivaut tout bonnement à R2/R1 ou R4/R3, la formule devient alors Ib= Ve/R5 × R2/R1 = Ve/R5 × R4/R3

Pour un escalier de 9 marches :
• Un échelon de tension vaut le maximum (12,66 volts) divisé par 9. On a donc Ib = 12,66/9 × 1/R5 × R2/R1
• Pour un échelon de 1 mA dans une résistance R5 de 1k, on a : 1 × 10?³ = 12,66/9 × 1/10³ × R2/R1
d’où R2 = 9/12,66 × R1 ? 0,711 × R1
• En fixant R1 = R3 = 10k, (valeur déjà employée pour le réseau R2R) on obtient R2 = R4 ? 7k11, valeur E96 la plus proche = 7k15.
• En fixant R1 = R3 = 20k, (autre valeur employée pour le réseau R2R) on obtient R2 = R4 ? 14k22, valeur E96 la plus proche = 14k3.

Pour un escalier de 10 marches, ampli Op à sortie « rail to rail » impérative :
• L’échelon de tension est identique au précédent.
• Les valeurs des résistances R1 et R3 d’une part ainsi que de R2 et R4 d’autre part sont les mêmes que pour l’escalier de 9 marches.

Pour un escalier de 10 marches, avec ampli Op générique :
• Un échelon de tension vaut le maximum (9,38 volts) divisé par 10. On a donc Ib = 9,38/10 × 1/R5 × R2/R1
• Pour un échelon de 1 mA dans une résistance R5 de 1k, on a : 1 × 10?³ = 9,38/10 × 1/10³ × R2/R1
d’où R2 = 10/9,38 × R1 ? 1,066 × R1
• En fixant R1 = R3 = 10k, (valeur déjà employée pour le réseau R2R) on obtient R2 = R4 ? 10k66, valeur E96 la plus proche = 10k7.
• En fixant R1 = R3 = 20k, (autre valeur employée pour le réseau R2R) on obtient R2 = R4 ? 21k32, valeur E96 la plus proche = 21k5.

NewTraceur2.PNG.jpg

Bonjour à tous,

La simulation du dernier schéma en cours.

Les valeurs sont bien conformes aux calculs de Gérard.

Par contre, le gain est de 2 si je ne me trompe pas …(10k &10k) (10k & 20k)

La suite en images.

Bonjour à tous, bonjour JP.

Oui, mais il ne faut pas oublier de prendre en compte une résistance invisible, celle de la résistance équivalente du réseau R2R qui est de 10k.

• Ainsi pour la branche PNP, on a R2R+R19 et R20 (10k+10k et 20k), le gain global est donc de ?1
• Pour la branche NPN le gain de l’amplificateur est effectivement de +2 avec R17 et R18 (10k et 20k) mais il faut prendre en compte l’atténuateur caché sur son entrée plus.
Cet atténuateur est constitué par la résistance du réseau R2R (10k) et la résistance R19 (10k) vers l’entrée moins de l’ampli OP de la branche PNP.
L’entrée moins d’un ampli OP étant censée être au potentiel de son entrée plus, donc ici à un potentiel nul, l’atténuation résultante est de 50%.
Le gain global de cette branche NPN est donc égal à +1.

SchémaEquivalent.JPG

Bonjour Gérard,

Merci pour cette explication sur le gain, je vais peut-être finir par comprendre. :mrgreen:
Sinon, j’ai poussé la simulation dans ses derniers retranchements avec un Ib max de 100mA.
Comme je n’avais pas de modèle pour le TCA0372, j’ai utilisé un AD811 (courant de sortie max de 100mA)
Le courant sature sur le 10ème step.
Est-ce que c’est dû aux limites du montage ou à celles de l’ampli op.?

ib 100mA.jpg

Bonjour,
A posteriori me vient quelques questions
1-pourquoi un deuxieme pont de redressement alors que l’on peut alimenter le regulateur U3 par BR2 en utilisant une diode en serie comme cela avait ete realise auparavent
2-le transistor Q2 me semble inutile Q1 est connecté sur BR2
3-Pour obtenir V_base PNP on aurait pu simplement l’obtenir a partir de V_base NPN en inversant le signal ainsi on ne chargeait ce pauvre DAC
4-la solution Electronique Diffusion, écartée n’était pas si mauvaise on a reussit à la justifier
Bonne journée
Sylvain

Bonjour Sylvain.

  1. Utilité du 2ème pont redresseur :
    Le 2ème pont redresseur a été justifié il y a quelques messages de celà, Il résulte de la volonté de Jean-Paul de vouloir tracer concurremment les courbes de deux transistors complémentaires. Pour y arriver d’une manière simple, il était nécessaire d’ouvrir une des entrées du pont redresseur pour qu’il ne subsiste qu’une seule alternance sur le collecteur de chacun des transistors. Ainsi on trace à tour de rôle le réseau de courbes de chaque transistor dans deux cadrans opposés, le premier pendant une demi-alternance et le second lors de la demi-alternance suivante. Chaque réseau est affiché à une fréquence de 50 Hz, ce qui augmente considérablement le papillotement qui était déjà pénible à 100 Hz.
    Le deuxième pont n’est pas absolument nécessaire, il évite d’alimenter les régulateurs ±15 volts avec une tension redressée mono-alternance pendant ce type de traçage.

  2. Inutilité de Q2 :
    Q1 et Q2 sont les détecteurs de passage à zéro, il en faut nécessairement un pour chaque alternance.

  3. Charge du réseau R2R :
    Exact, mais j’ai préféré cette solution plus originale qui évite la mise en cascade.

  4. Reprise d’une solution écartée :
    Non, il s’agit de la revue 'Electronique et Loisirs. Cette amélioration a pour but de rendre la progression par bonds du courant Ib quasi linéaire en la rendant indépendante de la variation conjointe du Vbe. Elle coûte cher en composants car il faut la réaliser en 4 exemplaires, un pour chaque support de transistor.

Réflexion faite c’est probablement pas nécessaire de commuter ces signaux étant donné que la tension dans une branche est nulle quand l’autre reçoit la demi-alternance associée, et la réciproque les 20 ms suivantes. Un simple sommateur à base de résistances devrait convenir, celles-ci devront être calculées pour que son atténuation soit un chiffre rond, 1/10 par exemple.
Les transistors complémentaires à tracer devront équiper les supports 2 et 4 pour prélever les courant Ic sur le shunt commun, l’interrupteur en entrée du pont redresseur devra rester ouvert pour réaliser ce tracé.

Bonsoir
Pour revenir à mes interrogations
1 ce n’etait pas mentionné sur le schema
2
Capture d'e?cran 2017-12-12 18.20.27.jpg
on voit facilement que q2 n’est pas utile puisque sur l’anode de D1 le signal est redressement double alternance
3 la mise en cascade n’est pas du tout genante aux frequences utilisées, toutes les résistances auront la meme valeur, Vbase+ et Vbase- sont completement liees
4 Mes excuses pour Electronique diffusion mais je ne vois pas pourquoi une vraie source de courant serait influencée par sa cible, ici le Vbe.
Bonne soiree

Bonsoir à tous.

@Sylvain

  1. De quel schéma s’agit-il? Car il y a eu quelques évolutions depuis le premier posté par Jean-Paul un peu après après avoir exprimé le souhait d’en refaire un.
  2. Exact, mais il s’agit d’une erreur due au copiste. Cela a été mentionné au début du message suivant. Cette anomalie a disparu sur les schémas suivants…
  3. Désolé, mais j’ai un faible pour cette solution originale qui me semble plus harmonieuse.
  4. On est bien d’accord sur les vertus des sources de courant qui sont une des améliorations qui ont valu la création de ce nouveau fil de discussion. Le problème c’est que avant il n’y avait qu’un simple jeu de résistances commutées pour imposer une certaine valeur au courant base. Mais c’était avant, dans un des fils de discussion précurseur.

Bonjour à tous, Bonjour Gérard,

Je n’ai pas bien compris l’astuce de l’inter sur le pont de diode.
Inter ouvert X = 0, inter fermé, on se retrouve avec une sinusoïde
J’ai simulé uniquement cette partie de schéma.

Pont avec inter.jpg

L’astuce est pourtant simple :
• On installe le transistors NPN sur le support n°2 et le PNP sur le n°4 comme pour l’appairage
• On connecte la voie Y de l’oscilloscope sur le shunt commun.
• On connecte la voie X sur la sortie du sommateur.
En ouvrant l’interrupteur, on alimente le collecteur du NPN sur la demi-alternance positive et celui du PNP sur la demi-alternance négative.
Il sont ainsi alimentés à tour de rôle toutes les 20 ms:
• Alternance positive, on obtient le réseau de courbes du NPN avec son développement dans le quadrant 1
• Alternance négative, on obtient le réseau de courbes du PNP avec son développement dans le quadrant 3

RéseauNPN&PNP.PNG

Bon, maintenant je pense qu’il y a un léger souci avec les courbes issues du simulateur, le pont sommateur doit fausser le résultat car la branche qui se retrouve alimentée réinjecte un peu de tension dans l’autre qui ne l’est pas, le pont de resistances n’étant pas unidirectionnel. Pour minimiser ce problème, il faudrait charger chaque sortie du redresseur avec une résistance R << 180k, 1k à 2k entre la masse et Vce+ d’une part et Vce? d’autre part serait parfait et on devrait obtenir les courbes ci-dessous :

Astuce.JPG

Merci pour l’explication, j’avais d’ailleurs compris mais je doutais…
J’ai simulé avec l’ajout de 2 résistances de 1k (j’ai aussi essayé 2k). C’est mieux mais je pense que le simulateur débloque un peu (cf image du bas ou c’est correct pour la 1ère alternance et mauvais pour les suivantes).
Je referai la simulation ce soir avec LTSpice pour en avoir le cœur net sauf si tu me dis que c’est bon comme ça.


Edité : Résultats de la simulation sous LTSpice

Sans commentaires… 8)

@ Gérard,

J’ai réfléchi à la solution des 10 marches en remplacement du 4028. Il suffit de faire un AND avec Q1 - Q2 et Q4 (mot logique 1101) et d’envoyer sa sortie sur le reset du 4520.

1°) - AND avec CD4073

2°) - AND en logique câblée à diodes

11 steps logique diodes.jpg

Les 2 solutions fonctionnent mais j’ai un faible pour celle avec 3 diodes et 1 réstance :wink: (sauf si tu me prouves le contraire… :mrgreen: )

Bonsoir à tous.

@JP
Je n’aime pas laisser inemployés des éléments dans un boitier, sauf quand il est impossible de faire autrement. .
Il ne faut pas mélanger les torchons et les serviettes, la porte à diodes ça va bien dans un schéma vite fait sur le gaz du genre de ceux pleins de coquilles qu’avait l’habitude de nous pondre certaines revues de vulgarisation maintenant défuntes.
Soyons sérieux, le 4028 est la solution la plus appropriée, bien qu’il soit dans cet emploi particulièrement sous-exploité.

Bonjour à tous, bonjour Gérard,

Je n’ai pas bien compris l’argumentaire ci-dessus. quels sont les éléments inemployés?

Le câblage du CD4028 est effectivement très astucieux mais je ne comprends pas ton aversion pour un circuit simple qui fonctionne tout aussi bien, même si c’est moins élégant.

J’ai modifié le circuit de reset pour ne plus avoir de pulses négatives

j’ai aussi multiplié par 10 les valeur des résistances R2R et celles de gain des 2 AOP.
J’ai constaté avec cette modif des paliers bien plus réguliers et plus proche de la valeur unitaire du pas.
je mettrai 2 captures d’écran dans un autre post pour visualiser les résultats.

Captures avec modification des résistances et avec les valeurs d’origine.
On constate tout de même une réelle amélioration de la linéarité et là je ne pense pas que ce soit dû au simulateur.

res origine.jpg

Res x 10.jpg

Bonjour à tous, bonjour JP,

En l’occurrence les deux autres portes du 4073.

C’est effectivement beaucoup moins élégant.

Probablement par ce que les résistances du réseau R2R n’étaient pas si prépondérantes que ça devant le Rds(on) des transistors CMOS du compteur 4520, voir page 34 et 35 de ce document :HCT_USER_GUIDE[1].pdf (624 KB)

Tant qu’à faire, pourquoi ne pas multiplier pas 10 aussi la valeur des résistances des convertisseurs tension/courant et effectuer une simulation pour voir si l’on obtient aussi des améliorations.
Pour rappel, les résistances du convertisseur de l’article d’Electronique et Loisirs étaient du même ordre de grandeur (100k).