Améliorations du traceur de courbes d'inspiration nippone

Bonjour à tous, bonjour JP.

Oui, je vais l’approfondir, car pour l’instant, je suis en train de réfléchir à la correction de la non linéarité entre échelons du courant Ib, surtout sensible pour les toutes premières marches dont la hauteur n’est pas prépondérante devant la tension Vbe.
Sur la photo ci-dessous représentant le courant Ib (en fait la tension aux bornes de la résistance série), il est évident que la première marche est de moindre hauteur que les autres, les suivantes sont aussi affectées mais la différence qui s’amenuise à chaque nouvelle marche est non discernable.

L’idée déjà évoquée est de remplacer la résistance série qui impose le courant Ib par un convertisseur générateur tension/courant : electronique.aop.free.fr/AOP_lin … eurTC.html
La résistance série ou plutôt la batterie de résistances étant déjà externes au PCB, ce remplacement ne devrait pas l’impacter.

GeneCourantParfait[1].pdf (614 KB)

Après plusieurs tentatives de simulations avec une source de Howland.
Je n’ai trouvé qu’une seule configuration de résistances pour obtenir une source de courant stable soit R1 à R4 = 2k8.
Avec ces valeurs, la source débite un courant constant de 4.5mA en 9 steps réguliers de .5mA.
Pour des valeurs de R_base de 0 à 1k2, la source est linéaire et débite les valeurs ci-dessus.
Il est remarquable que la courbe V(vsteps) se trouve sous la courbe V(Out_Steps) et ce quelque soit la valeur de R_base comprise entre 0 et 1k2.
Au delà, la source ne fonctionne plus :mrgreen:
Quelle est mon erreur?

sweep VCE.jpg

source2.jpg

source3.jpg

L’erreur, c’est d’avoir ajouté la résistance R5, il n’en faut pas.

ConvertisseurTC.GIF
Pour rappel, le courant de base du transistor à tracer est tel que Ib = Ve ÷ R3 et ce à condition que R1 × R4 = R2 × R3.

Le problème de ce convertisseur tension/courant de Howland, c’est que modifier la valeur de R3 pour changer celle du courant Ib ne suffit pas, il faut aussi modifier la valeur de R4 pour que le rapport R3/R4 soit constant et égal à celui de R1/R2. Il y a donc deux résistances à commuter à chaque changement de calibre.

@ Sylvain

Je n’ai pas bien compris ta suggestion de mettre une diode…
Le transistor simule celui en test sur le traceur.

@ Gérard,
j’ai fait plusieurs simulation sans R5 en modifiant simultanément R3 et R4 mais ça ne fonctionne pas pour toutes les configurations comme sur les exemples ci-dessous

R3 = R4 = 28k : on s’attend à 9 steps de 50µA soit 450µA maxi et c’est bien le cas.


Maintenant R3 = R4 = 14K : on s’attend à 9 steps de 100µA soit 900µA maxi et bien non, la valeur maxi est bonne mais les steps ne sont plus équilibrés.

J’ai aussi tenté R3 = R4 = 280k pour des steps de 5µA et un max de 45 µA mais idem ci dessus, bonne valeur max mais steps inégaux.

Je ne pense pas que ce montage soit la solution. :mrgreen:

Bonjour Jean Paul
Je n’arrive pas à me convaincre que cette source de courant est aussi parfaite que l’on veut le dire
Et c’est pourquoi j’aimerai la tester lorsque elle charge une diode en direct ou bien une source de tension par exemple quelconque
Amitiés
Sylvain

Revenons à l’origine du sujet avec ce schéma d’Electronique et Loisirs : viewtopic.php?f=14&t=249256&start=15#p416415
La circuiterie en question avait même été simulée avec LTspice : viewtopic.php?f=14&t=249256&start=60#p416744

TraceurEL.PNG.jpg
Dans la nomenclature de l’article original d’Electronique et Loisirs, toutes les résistances dans la boucle de CR ont la même valeur : R12 = R13 = R14 = R15 = 100K

Le problème avec ce schéma, c’est qu’il inverse, un escalier de tensions positives en entrée est transformé une succession de courants Ib négatifs.

Il faut donc le transposer en non inverseur :

ConvertisseurE&L.GIF
• IC1 étant un TCA0372DP1 choisi pour son courant de sortie jusqu’à 1A.
• IC2 étant un TL081, 82 ou 84 choisi pour ses entrées à JFET et câblé en buffer à gain unitaire, le but étant de ne soutirer à Ib qu’un courant le plus infime possible (quelques pA).

Soit Vs la tension en sortie de IC1, V+ et V? la tension sur ses entrées.
La tension en sortie de IC2 est égale à celle sur son entrée plus, donc égale à Vs ? (R5 × Ib)

La tension V- est issue d’un pont diviseur et la tension V+ est obtenue avec la formule de Millman :

Equations1.PNG
Equations2.PNG
Dans ce cas, le courant Ib dans R5 est directement proportionnel à la tension d’entrée Ve au coefficient k près, et ce quelque soit la tension à la sortie de R5 (la base du transitor à tracer)

Si les résistances R1 à R4 sont égales on a alors k = 1/2 et Ib = Ve/R5 sans autres artifices.

J’ai fait aussi les essais hier avec un suiveur non inverseur mais, comme un imbécile, j’avais câblé IC2 à l’envers, la sortie vers la base… :mrgreen:

J’ai refait 4 simulations suite au dernier schéma avec Ib = 10µA, 100µA, 1mA et 10mA qui fonctionnent toutes.
Ci-dessous, les 2 simulation 10µA et 10mA

source 10uA.jpg

source 10mA.jpg
On voit que les steps ne sont pas unitaires (1.111 au lieu de 1) avec Rbase multiple de 1.26

Suggestions :

  • ajouter un step supplémentaire (11 en tout pour avoir 10 paliers unitaires 1µA , 10µA, 100µA et 1mA) en utilisant le 2ème 4518
  • et modifier les gains des AOP pour avoir 10 volts en sortie au lieu de 12.6V

source 11 steps.jpg

On en profite pour ajouter le sweep des VCE ( à valider) et les sources de courant ce qui impliquera un remaniement du schéma en profondeur et le dessin d’un nouveau PCB

L’aventure n’est pas terminée … 8)

La valeur de 100K pour les résistances R1 à R4 était celle du schéma d’Electronique & Loisirs à base d’ampli OP à entrées JFET. Ici avec le TCA0372 une valeur moindre, 10K par exemple serait plus appropriée car ses entrées soutirent 100 nA en standard alors que celles du précédent ne soutirent que 30 pA.

Pour que la hauteur de marche corresponde à un chiffre rond sans décimales, il y a deux solutions:
• Modifier le gain des amplis inverseur et non-inverseur à la suite du réseau R2R en recalculant préférentiellement la résistance (30k et 20k) entre sortie et entrée moins de chacun. Solution à écarter si on veut éviter toute modification sur le PCB existant.
• Augmenter le rapport k du convertisseur tension/courant (valeur plus proche de 1).

Le choix du modulo 1,26 dépendant directement de l’amplitude maximale de l’escalier (12,6 volts), n’est pertinent qu’avec un escalier de 10 marches, il permet alors d’avoir une hauteur de marche ronde sans décimales.
Avec seulement 9 marches, il faut lui appliquer un coefficient correcteur de 10/9, le modulo devrait donc être égal à 1,26 × 1,111 soit 1,39986, autant dire 1,4.

Pour obtenir 10 marches au lieu de 9 au-dessus du 0 volt, la solution la plus simple serait de remplacer le compteur décimal 4518 par un compteur binaire 4520 (même brochage). Puis de décoder la position 11 avec un 4028 (A sur Q1, B sur Q2, C sur Q4 et D sur Q3). Ce dernier câblage qui croise les entrées C et D n’est pas très orthodoxe, mais avec cette entorse la sortie « 7 » du 4028 fait alors office de sortie « 11 ». Connectée sur l’entrée RESET du compteur 4520, elle permet de le remettre instantanément à zéro de manière asynchrone au lieu de le laisser poursuivre au delà de 10.

Il faut refaire le schéma en y ajoutant toutes les dernière modifications, ce sera plus simple et compréhensible pour tous ceux qui s’intéressent au sujet et qui sont peut-être un peu largués.
Donc, si on résume les nouvelles caractéristiques on a :

  • Passage en 11 steps par remplacement du CD4518 par un CD4520 et ajout d’un décodeur BCD/Décimal CD4028.
    (à ce sujet, pourquoi ne pas utiliser le 2ème compteur du CD4518 en cascade et ajouter 2 résistances au réseau R2R)?.

  • Modification des gains des amplis pour avoir 10V en sortie au lieu de 12.6 (soit 10 pas de valeur unitaires) et remplacement du TCA372 par un TL082 / TL084.

  • Ajout des 2 convertisseurs tension-courant à base du TCA0372 récupéré et d’un TL082 / TL084.

  • Ajout du sweep des tensions VCE dont la solution reste à valider (Darlington ou mosfet) et ajout de 2 voltmètres de visualisation.

  • Possibilité de mesurer des j-fet et des mos-fet.

  • Refonte totale du PCB

Du boulot en perspective quand on veut un montage irréprochable :wink:

Une petite simulation de la solution 4520 + 4028 (simulation sous Isis du chronogramme).

Est-ce que le résultat est conforme aux attentes?

Je ne peux pas le simuler sous LTSpice car je n’ai pas encore de modèle valable de 4028.

11steps simu.jpg

Bonsoir à tous, bonsoir JP.

¥€$, on obtient bien un compteur modulo 11 comme prévu :

4520+4028.PNG

Bonjour à tous, bonjour Gérard,
J’avoue que je n’avais pas bien saisi la subtilité au début ce qui m’a fait écrire une bêtise (une de plus…) :mrgreen:

Voilà pour ma part comment j’ai décomposé le chronogramme.

En fait le 4520 compte bien une 12ème impulsion d’horloge, le compteur a alors la valeur 11, que le 4028 décode (sur sa sortie 7) pour l’appliquer à l’entrée Reset du 4520. Cet état « 11 » est essentiellement furtif, il ne dure qu’un bref instant égal à la somme de tous les temps de propagation impliqués (décodage à l’intérieur du 4028, délai d’action du reset du 4520…).

Il doit être possible d’utiliser les deux compteurs d’un 4518, le premier servant de prédiviseur par 2 au second, on pourrait ainsi compter jusqu’à 20.
Pour compter modulo 11, le 4028 est toujours nécessaire, son câblage est une extrapolation du précédent :
• A du 4028 sur Q1 du prédiviseur,
• B sur Q1 de compteur,
• C sur Q3 du compteur,
• D sur Q2 du compteur.
La sortie Q4 du compteur est inutilisée.
La sortie « 7 » du 4028 doit toujours être reliée à l’entrée reset du compteur, il n’est pas indispensable qu’elle le soit aussi à celle du prédiviseur.

Bonjour à tous,

Nouvelle simulation sous Isis Proteus sans encore le convertisseur tension courant.
Les TCA0372 ont été remplacés par des TL082 et les résistances de gain ajustées (valeurs normalisées série E96 à 1%) pour avoir 10 marches de 1V en sortie des AOP.
schema isis.jpg

graph.jpg

J’ai aussi ajouté les 2 circuits de sweep des VCE à base de Darlington 10A (TIP142 et TIP147).

@Gérard,

Je n’ai pas de modèle spice de TCA0372 sous Isis, je pense utiliser des TL082 pour la suite de la simulation ou autre suivant tes suggestions

Bonjour JP, bonjour à tous.

Y a une erreur dans le schéma, les résistances R1 et R2 sont connectées en sortie de pont redresseur au lieu de l’être sur les entrées.

J’ai simplifié ce schéma, mais cela nécessite deux ponts redresseur :
• Un pont BR1 pour les alimentations ± 15 volts, faible intensité requise (? 1A).
• Un pont de puissance BR2 pour fournir les tensions Vce+ et Vce?.

Une des entrées du pont de puissance est coupée par un interrupteur, ainsi les collecteurs des transistors NPN et PNP sont chacun alimentés une demi alternance sur deux, mais à tour de rôle. Leur courant collecteur peut alors être mesuré sur le shunt commun.
Ne reste plus qu’à imaginer le dispositif pour commuter la tension Vce+ ou Vce? vers l’oscilloscope quand l’interrupteur est ouvert.

NewTraceur.PNG.jpg

@ Gérard,

C’est bien pire que ça… :mrgreen:
la faiblesse de la tension en sortie du réseau R2R par rapport à sa valeur actuelle me chiffonnait.
Je ne maîtrise pas très bien Isis Proteus et j’ai eu du mal à trouver l’erreur.
Contrairement à LTSpice, les rail d’alimentation se définissent au niveau du « design » du circuit et le rail VCC/VDD était à 5V, ce qui faisait que les cmos n’avaient pas la bonne tension.
En le passant à 15V, tout est rentré dans l’ordre.

J’ai donc recalculé les valeurs des résistances

vbase.jpg

nouveau gain.jpg

Les valeurs de R18 et R20 sont théoriques. En pratique, elles feront respectivement 11.3K et 21.5K

Je regarde cette histoire de pont redresseurs.

Je m’étais déjà aperçu qu’il devait y avoir une erreur de calcul sur la valeur de ces résistances car ces valeurs auraient dû être inférieures à celles d’origine puisque le gain des amplificateurs devait être moindre.
Je n’ai pas mouffeté car à mon sens il vaut mieux ne pas y toucher. Il est préférable de jouer sur le coefficient « k » des 4 convertisseurs tension/courant pour obtenir des valeurs rondes sans décimales pour les hauteurs de marche. Ceci afin de minimiser le nombre de valeurs différentes dans la série E96 et maximiser le nombre de celles qui sont indispensables. Ainsi on se limiterait à 4 valeurs : 10k, 20k, 30k et une valeur dépendante du coefficient « k » qui reste à déterminer.

J’ai remis le gain à 3 avec les anciennes valeurs de résistances.
Voici le schéma entier et 2 graphes du courant Ib de 0 à 10mA et de 0 à 100µa

schéma isis traceur.jpg

ib 10ma.jpg

ib 100µa.jpg

la suite pour demain… :wink:

En définitive, quelque soit le nombre de marches, leur hauteur est strictement identique en sortie du réseau R2R, et par conséquent en sortie des deux amplificateurs à la suite.

La hauteur de marche en sortie de ceux-ci est donnée par la formule : Valim/16 × G, G étant le gain (ou coefficient d’amplification) de ces amplis.
La hauteur totale de l’escalier dépend de son nombre de marches « n », elle est égale à : n × Valim/16 × G

Avec 9 marches, la hauteur de l’escalier est de : 9 × 15/16 × 1,5 = 12,65625 ? 12,66 volts, soit 2,3 volts de marge.
Avec 10 marches, la hauteur de l’escalier est de : 10 × 15/16 × 1,5 = 14,0625 ? 14,06 volts, moins d’un volt de marge.

Par sûr qu’un ampli OP générique ne rabote pas la toute dernière marche avec une marge aussi faible que 1 volt, Un amplificateur à sortie « rail to rail » s’avère incontournable si l’on désire un escalier d’une dizaine de marches.
A moins de limiter le gain des amplificateurs à 1 en maintenant l’objectif de minimiser le nombre de valeurs nécessaires dans la série E96. Ainsi la résistance de 30k devient 20k dans la branche PNP et la correspondante dans la branche NPN passe de 20k à 10k.

La nouvelle hauteur de l’escalier aux 10 marches est alors de 10 × 15/16 × 1 = 9,375 ? 9,38 volts, la marge est plus que suffisante pour n’importe quel ampli OP générique.

???

Avec le convertisseur tension/courant type Electronique et Loisirs, le courant Ib était tel que Ib = Ve/R5 × (k-1)/k

Or ce dernier rapport équivaut tout bonnement à R2/R1 ou R4/R3, la formule devient alors Ib= Ve/R5 × R2/R1 = Ve/R5 × R4/R3

Pour un escalier de 9 marches :
• Un échelon de tension vaut le maximum (12,66 volts) divisé par 9. On a donc Ib = 12,66/9 × 1/R5 × R2/R1
• Pour un échelon de 1 mA dans une résistance R5 de 1k, on a : 1 × 10?³ = 12,66/9 × 1/10³ × R2/R1
d’où R2 = 9/12,66 × R1 ? 0,711 × R1
• En fixant R1 = R3 = 10k, (valeur déjà employée pour le réseau R2R) on obtient R2 = R4 ? 7k11, valeur E96 la plus proche = 7k15.
• En fixant R1 = R3 = 20k, (autre valeur employée pour le réseau R2R) on obtient R2 = R4 ? 14k22, valeur E96 la plus proche = 14k3.

Pour un escalier de 10 marches, ampli Op à sortie « rail to rail » impérative :
• L’échelon de tension est identique au précédent.
• Les valeurs des résistances R1 et R3 d’une part ainsi que de R2 et R4 d’autre part sont les mêmes que pour l’escalier de 9 marches.

Pour un escalier de 10 marches, avec ampli Op générique :
• Un échelon de tension vaut le maximum (9,38 volts) divisé par 10. On a donc Ib = 9,38/10 × 1/R5 × R2/R1
• Pour un échelon de 1 mA dans une résistance R5 de 1k, on a : 1 × 10?³ = 9,38/10 × 1/10³ × R2/R1
d’où R2 = 10/9,38 × R1 ? 1,066 × R1
• En fixant R1 = R3 = 10k, (valeur déjà employée pour le réseau R2R) on obtient R2 = R4 ? 10k66, valeur E96 la plus proche = 10k7.
• En fixant R1 = R3 = 20k, (autre valeur employée pour le réseau R2R) on obtient R2 = R4 ? 21k32, valeur E96 la plus proche = 21k5.

NewTraceur2.PNG.jpg