@JP, votre schéma (le tout premier simulé) ne serait guére plus compliqué avec un boitier double ampli-op et dans ce cas on éliminerait même la résistance de shunt commune au deux IRF!
bonjour Raffou
alors j’ai mis en lieu est place un CA3130 mise sous tension et la il faut faire plusieurs tours de potar avant de voir une intensité (potar 10 Tours 10K )
puis tout a coup une brusque montée 1A le fusible a cramé
laurent
oui cela fonctionne avec le CA3140
ils sont peut être HS .
je n’ai pas d’autre moyen de les tester
laurent
Je viens de simuler avec un AOP "LTC6240/LTC6241/LTC6242 Single/Dual/Quad 18MHz, Low Noise, Rail-to-Rail Output, CMOS Op Amps
http://cds.linear.com/docs/en/datasheet/624012fe.pdf
J’ai une forte oscillation d’environ 200 kHz de 0 à 1A.
R3 et R4 simulent un potar presque fermé avec les valeurs respectives de ces2 résistance
Si R3=R4, les pics atteignent 16A. Normalement avec ces valeurs, j’avais environ 1A5
Ne serait-ce pas ce qui se passe sur le montage de Laurent?
J’ai une forte oscillation d’environ 200 kHz de 0 à 1A.[couic…]Ne serait-ce pas ce qui se passe sur le montage de Laurent?
Ce n’est pas impossible pour la charge fictive de Laurent, le CA3140 est compensé en interne au niveau du 2ème étage (Q13 / C1 = 12 pF)…
Alors que le CA3130 ne l’est pas du tout au niveau de Q11:
Il est donc nécessaire de le brider en connectant un petit condensateur externe entre les pattes 1 et 8, Intersil préconise 47 pF mais cette valeur est portée à 56 pF sur certains schémas vus sur le net.
Second-Stage
Most of the voltage gain in the CA3130 is provided by the second amplifier stage, consisting of bipolar transistor Q11 and its cascade-connected load resistance provided by PMOS transistors Q3 and Q5. The source of bias potentials for these PMOS transistors is subsequently described. Miller Effect compensation (roll-off) is accomplished by simply connecting a small capacitor between Terminals 1 and 8. A 47pF capacitor provides sufficient compensation for stable unity-gain operation in most applications.
je vient de faire un essai avec un CA3130 une capa de 47 pF entre les pins 1 et 8
j’ai supprimé l’entrée offset en pins 2
et cela fonctionne donc ils ne sont pas hs .
il faut refaire le réglage de la résistance ajustable sur le calibre désiré .
donc avec le CA3130 pas besoin d’alim en négatif pour l’offset me dirai vous .
laurent
En voilà une bonne chose!
Ça va simplifier le schéma.
Le simulateur a quand même mis ce problème d’oscillation en évidence.
Merci à notre ami Gérard, grand éplucheur de datasheet devant l’éternel d’avoir trouvé le palliatif.
Dans mes recherches je viens de trouver le CA3160 et le CA3260.
• Le schéma interne simplifié du CA3160 ressemble comme deux gouttes d’eau à celui du CA3130 mais avec une compensation interne en sus, il est possible de le surcompenser en externe à l’identique du CA3130.
• Le CA3260 incorpore deux de ces ampli op compensés en interne, intéressant dans le cas du fractionnement de la charge fictive en deux absorbeurs indépendants disposés en // et soumis à la même consigne.
Peut-être existe-t-il un modèle spice pour un de ces deux là?
Une précaution tout de même avec ces amplis op CMOS, il faut que l’impédance de charge soit bien plus grande que le Rds(on) des transistors de sortie pour que l’amplitude maximale des signaux équivaille les tensions sur les rails d’alimentation. Dans le cas présent, on s’en moque puisque la sortie n’est chargée que par les gates des IRF530.
Bonjour à tous,
Dans un sujet précédent, notre ami Transistorix écrivait :
Bonjour,
Il n’y a peut être pas besoin d’un truc si compliqué pour tester une alim.
Je me souviens avoir construit un banc de test pour alimentation constitué d’une résistance et d’un transistor dont je commandais la base par un générateur d’impulsions.
Beaucoup d’alimentation qui passaient à l’aise les tests de puissance et de régulation se ratatinaient lamentablement quant on commençait à les secouer avec des variations brusques de charge.
Quant il s’agit d’une alim de labo on doit s’intéresser à cet aspect des choses et aussi au fait que parfois la charge peut être selfique ce qui n’arrange rien.
Tx
Cette discussion m’a amené à réfléchir
Pourquoi ne pas étudier cette éventualité et cerise sur le gâteau, avoir au choix le fonctionnement en régime linéaire ou en régime impulsionnel sous 10A, avec possibilité de variation du courant pour les 2 régimes de fonctionnement et toujours avec des composants de fond de tiroir.
Le schéma de la simulation ci-dessous, rien de bien compliqué en somme…
Et les courbes des 2 régimes
Un petit bémol toutefois, j’ai été amené à utiliser une alimentation double +/- 9V (2 piles de 9V), le fonctionnement obtenu avec une alimentation simple n’était pas satisfaisant. :mrgreen:
Voilà, à vos remarques et à vos suggestions…
bonjour a tous
j’ai réalisé une autre charge avec un générateur de fréquence que je n’ai toujours pas terminé
tiré d’elektor mai 1990
un bout de schéma
laurent
j’ai la doc complète si cela peut vous servir .
laurent
Bonjour Laurent,
Elektor ne faisait pas dans la dentelle !
Bonjour l’usine à gaz. Pour le coup, je suis battu. Les mosfet n’existaient pas à l’époque plutôt que de se fader une batterie de 10 x 2N3055?
Mais c’est bien, ça m’enrichit.
Peux-tu me confirmer sur le schéma, l’entrée K c’est pour y coller un GBF?
Sinon, oui, le dossier m’intéresse.
A plus
ok je t’envoie la doc
laurent
Petite modification au niveau du réglage de courant.
Suppression d’un potentiomètre et ajout de 2 AOP en suiveur de tension (U10 et U11) et d’un inverseur double (U1 et U5).
Le réglage du courant sera identique en basculant sur les positions Linéaire / Impulsionnel (et on économise un potar 10 tours au passage)
— À mon humble avis, cette charge (montage Elektor) comporte deux étages de test, avec deux “quintets” de 2N3055 : l’un avec un réglage 6k8/1k qui va à la position 1 du sélecteur S1, l’autre non asservi.
— L’entrée K est tout simplement la sortie du deuxième BD239 qui commande le deuxième “quintet” de 2N3055 non asservi par P2 ! Y’a moyen de simplifier ce schéma en évitant toutes ces “pastilles”, en y regardant bien !
— Schéma relevé : j’aurai tout le temps de le tester, “s’il plaît à Dieu”, une fois ma “centrale de tests” réalisée ! Pour mes alimentations ATX modifiées, ça pourrait servir !
*** Je me demande si le montage réalisé autour de IC1a et IC1b n’est pas “par hasard” un oscillateur…
— @ Jampolanton : tu peux simplifier en enlevant les deux résistances de 10k autour du TL431 et en en reliant son entrée “contrôle” à la cathode ! C’est ce que j’ai fait pour mon montage milliohmmètre, pour avoir une référence à 2,5V.
— Cordialement !
@ Hervé
Bien vu, mais…
Non car je me sert d’une référence de 5V et avec votre idée, je n’ai plus que la tension de référence du TL431 soit 2.5V et ma charge ne débite plus que 5A.
— Aaahhh ! D’accord ! Désolé !
— Schéma aussi relevé ! À tester aussi… Voir aussi pour des MOS-FET IRF540, plus costauds en intensité, ou des IRFZ44.
*** Hi, hi ! On fait de la musique : le 440 Hz est le “la” de référence pour l’accordage des instruments (diapason) et je parle de “quintets” (ensemble de 5 musiciens) !
Ok pour les mosfet, mais j’ai des 530 en pagaille et pour mes besoins perso, je ne dépasserai pas les 10A donc 5A sur chaque IRF530.
Ça devrait le faire…
Edité:
@ Hervé
Le 440Hz est « la » pour les musicos…
— Ah : c’est “comme tu choises” !
Le 440Hz est « la » pour les musicos…
— Re- ! Tu donnes bien le (jampolan-)TON !