J’ai simulé le dernier schéma (oscillateur 455 kHz et filtre)
J’obtiens exactement les même courbes que celles mesurées par Raffou (glitchs effacés mais courbes arrondies.)
J’ai refait une simulation avec cette fois-ci un oscillateur à quartz 1 MHz + filtre recalculé à 62.5 kHz avec des valeurs de résistance normalisées.
J’ai augmenté légèrement le gain de du 1er AOP avec une valeur de R29 = 10.5k (au lieu de 10k) car je n’atteignais pas les 10 volts.
Le résultat est beaucoup mieux, les courbes sont nettement moins arrondies et les glitchs quasi invisibles.
Mais je suis persuadé qu’on continue à allègrement sodomiser les diptères car je ne suis pas certains que ces glitchs aient une quelconque influence sur le tracé des caractéristiques. :mrgreen:
Mais l’ami Raffou est très perfectionniste …
@JP, soit vous êtes particulièrement distrait soit il y a de réels problèmes avec l’éditeur de schéma!
Et plus bizarre, le simulateur n’émet pas d’alerte quand il y a une erreur flagrante : l’entrée - (moins) de U29 est en l’air du point de vue continu.
Avec la correction sur fond jaune, le filtre devrait assurément mieux fonctionner :mrgreen:
Comme dirait le Canard « Pan sur le bec » :mrgreen:
Je suis miro, j’ai un petit écran et en plus un peu étourdi.
Oui bizarre que le simulateur ne donne pas de message d’erreur.
Avec la correction de l’erreur, voici un gros plan sur les courbes.
Malgré le zoom important, on ne distingue pas de glitches et l’arrondi ne semple pas très accentué.
Alors, bon soleil, car ici en région parisienne, il pleut des cordes et il fait froid.
Je vais avancer de mon côté sur la simulation des caractéristiques.
J’ai commencé à mettre le schéma sous Diptrace pour faire le PCB.
Pour les références de tensions + / - 5V, je compte utiliser deux circuits TL431 en partant du + et - 12V.
J’ai tablé sur un courant max de 50mA sur chaque tension, amplement suffisant pour alimenter la broche VRef du DAC ainsi que les LED PNP / NPN.
Sur la datasheet de AD7533, je n’ai pas trouvé de courant pour VRef.
En mesurant le courant sur ma simulation à base de CD4053 et de réseau R2R, j’ai mesuré 1mA.
Qu’en est-il réellement…
@JP, le réseau R2R est vu comme une résistance de 10 k? par la source Vref.
Par exemple pour le réseau à 4 poids binaire du courant Ib : Requ = 20 // (10 + 20 // (10 + 20 // (10 + (20 // 20)))).
Donc le courant absorbé est de Vref ÷ 10 soit ?0,5? mA avec Vref = ±5 volts.
Un courant 10 fois supérieur soit 5 mA dans les TL431 devrait suffire à assurer une bonne stabilité des deux références.
Mais ne serait-il pas plus judicieux de remplacer ces régulateurs shunt par une paire de LM317 / LM337 ? De préférence en boitier TO92 vue la faible puissance dissipée par ceux-ci.
J’ai des TL431 de dispos mais pas de couple LM317/337 en TO92 et vu la faible puissance nécessaire, mettre des boitiers TO220 serait prendre un marteau pour écraser une mouche.
Je pourrais aussi mettre 2 zener 5.1V mais avec une belle perte en précision… :mrgreen:
Je vais limiter les courants à 15mA de manière à pouvoir alimenter les LED de signalisation PNP/NPN sous 10mA
L’alimentation du traceur a dérivé vers le ±12 volts au fil de la publication des différents schémas alors qu’elle était initialement prévue ±15 volts.
Alimenté en ±12 volts, avec un gain de 2 pour l’amplification en sortie des DAC et une tension Vref= 5 volts en absolu, l’amplitude du signal triangulaire est donc limitée à ±10 volts, ce qui laisse 2 volts de marge pour se prémunir de l’écrêtage possible avec des amplis op non « rail to rail ».
Alimenté en ±15 volts, avec un gain identique et une tension Vref de = 6 volts en absolu, l’amplitude du signal pourrait être portée à ±12 volts avec une marge absolue de 3 volts. Ne seraient alors impactées que les résistances du pont diviseur aux bornes des TL431.
En définitive, quelques soient la valeur absolue des tensions d’alimentation et des deux références, on peut jouer sur le gain de l’amplification en sortie des DAC pour obtenir en sortie la plus grande amplitude possible sans écrêtage. Il suffit pour cela d’insérer une résistance avec la valeur qui va bien entre la broche « RFB » (16) et la sortie de l’ampli OP.
On pourrait même fonctionner avec une tension ?Vref ?>?Valim?avec un gain inférieur à l’unité :[list][*]Avec l’entrée Rfb (16) en l’air, le gain serait assuré par une résistance externe connectée entre la sortie « OUT1 » (1) et celle de l’ampli OP.
Avec l’entrée Rfb (16) reliée directement à la sortie de l’ampli OP, la résistance externe ci-dessus viendrait en // sur la résistance interne Rfb. Il faudra en tenir compte pour obtenir le gain recherché.
[/*:m][/list:u] @JP, comptez vous implanter 2 boitiers DAC AD7533 ? Ou bien un seul avec un pseudo DAC à base de cmos 4053 pour les marches d’escalier du courant Ib ?
@ Gérard : J’ai fait le schéma et je travaille sur le PCB avec les 2 AD7533.
Je comptais aussi dessiner une platine gigogne à base de CD4053 et R2R pour les steps Ib compatible broche à broche avec le DAC et venant s’insérer à la place de celui-ci, au choix, mais j’ai peur qu’en composants traversants traditionnels, elle soit un peu grosse (quoique!)
PS : Les CMS, c’est pas mon truc, je suis bigleux, miro et j’ai la tremblotte
Un premier jet non terminé au niveau routage d’un ersatz de DAC.
Pour les dimensions définitives, on arrive à une platine de 4cm x 4cm ce qui est acceptable.
Serait-il possible de prévoir l’emplacement pour la paire de régulateurs LM317/LM337 en TO92, comme ça on peut choisir entre eux et les TL431, 6 pastilles en plus ça ne devrait pas être compliqué à ajouter!
pour LM317 / LM337 :
· R3 et R6 = néant.
· R1 et R5 = 1K24 type MRS25 (tolérance 1%)
· R2 et R4 = 3K74 pour Vref = 5 volts ou 4K75 pour Vref = 6 volts, type MRS25 (tolérance 1%)
Effectivement, ça ne va pas trop me compliquer la vie.
J’ai comparé les prix des régulateur et des sources de tension chez TME (moi aussi je pinaille)
LM337 en TO92 : 0.486€ /unité (cde mini 3) soit 1.458€
LM317 en TO92 : 0.172€ /unité (cde mini 3) soit 0.516€ Total : 1.974€
Sans compter les résistance de précision série E96 ( avec des commandes mini de 100 pièces si on a pas les bonnes valeurs dans nos stocks)
TL431 : 0.10€ /unité (cde mini 5) soit 0.50€. Résistance 10k (même à 5% en triant les valeurs au plus justes)…
A ce sujet, j’ai fait une petite simulation Monte-Carlo avec des tolérances de 5% et 1%
Les courbes :
Chez RSparticuliers, :
La 1K24 à 0,08€ TTC la pièce par 25, ref Vishay : MRS25000C1241FCT00, RS Code 6833184 soit 2€ le lot
La 3K74 à 0,08€ TTC la pièce par 25, ref Vishay : MRS25000C3741FCT00, RS Code 6833639 soit 2€ le lot
La 4K75 à 0,02€ TTC la pièce par 25, ref Vishay : MRS25000C4751FCT00, RS Code 6833792 soit 0€50 le lot
Le LM317LZ (Texas) à 0€53 TTC la pièce, RS Code 5335711
Le LM337LZ (Texas) à 0€84 TTC la pièce, RS Code 5335812
Et les frais d’expédition sont gratuits si la commande est effectuée le week-end, du moins ils l’étaient pour la dernière passée en 2016.
En définitive les valeurs des deux résistances doivent avoir un rapport de 3 pour obtenir des tensions Vref de ±5 volts.
Plusieurs duos de valeurs de la série E24 correspondent à ce rapport et pourraient se substituer à celles choisies dans la série E96.
· 1 k? / 3 k?
· 1,1 k? / 3,3 k?
· 1,2 k? / 3,6 k?
· 1,3 k? / 3,9 k?
Pour un couple de tensions Vref = ±6 volts, le rapport doit être de 4,8 et il n’y a alors qu’un seul duo de valeurs susceptible de convenir : 1,3 k? / 6,2 k?. Le rapport est alors de 4,769, la tension obtenue serait alors de 5,96 volts.
@JP, ça semble OK.
Juste une remarque : il vaut mieux ne pas laisser en l’air les entrées des switches inutilisés du 2ème CMOS (B, C, Y1, Y2, Z0 et Z1), autant (au temps ?) les connecter au « GND ».
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soit il y a de réels problèmes avec l’éditeur de schéma! 
