Traceur courbes transistors fonds de tiroirs (de luxe)

Désolé JP, mais je ne comprends pas ce que vous voulez me dire.

J’ai repris le prototype n°4 avec l’oscillateur à quartz, je peux passer de l’un à l’autre juste en déplaçant un cmos 4070.
J’ai visualisé à l’oscilloscope toutes les sorties des compteurs avec à chaque fois celle du XOR associé, y compris le tout premier XOR sur la sortie de l’oscillateur et tout me semble correct.
J’ai profité de l’occasion pour remplacer provisoirement le quartz 2,4576 MHz par un gros quartz de 455 kHz en boitier HC6U sans rien toucher par ailleurs et ça oscille vigoureusement, va même falloir brider l’oscillateur en modifiant certains élément car il y a des impulsions parasites sur les paliers du 455 kHz généré.

Autant pour moi, c’est X0 sur EN

modif.jpg

Désolé JP mais je ne comprend toujours pas.
Car c’est bien la sortie de l’oscillateur qui doit incrémenter le compteur sur son front descendant et c’est aussi cette même sortie d’oscillateur qui doit être inversée ou pas en même temps que les poids binaires du compteur avant d’être appliquée au DAC.

PS : on devrait plutôt écrire « au temps pour moi », car c’est une expression d’origine militaire : fr.wikipedia.org/wiki/Au_temps_pour_moi

Au temps pour moi,
Je me suis fourvoyé avec les sondes logiques virtuelles du simulateur Isis que je ne maîtrise pas encore.
Votre schéma est correct.

PS: Wiktionnaire :

Cette expression me rappelle toujours un vieux souvenir.
Un professeur d’électrotechnique avait pour habitude de citer systématiquement cette expression à chaque fois qu’il se trompait, si bien qu’arriva ce qui devait arriver, un étudiant le devança en criant dans la salle « autant pour lui ». Depuis il devait se mordre les lèvres à chaque fois car il ne l’a plus jamais réitérée.

Voici les signaux obtenus avec l’oscillateur équipé du quartz 455 kHz:


Trace du haut : signal en sortie de la porte XOR oscillatrice.
Trace du bas : signal en sortie de la porte XOR suiveuse, c’est en fait l’horloge appliquée sur le premier compteur 4520.

Apparemment, le pic perturbant le palier du bas n’a pas une amplitude suffisante pour faire avancer le compteur. Plutôt que chercher à éliminer ou à amoindrir ce parasite, autant tenter l’expérience avec le résonateur 455kHz maintenant que je l’ai retrouvé au fond d’une boite.

Le résonateur céramique 455 kHz en place avec ses deux condensateurs d’appoint soudés à la hussarde, il est nettement moins volumineux que le quartz en boitier HC6U qu’il remplace:

Le résonateur est vraiment moins accommodant que le quartz car l’oscillateur délivre bien un signal d’une amplitude correcte mais est complètement instable avec une gigue pas possible.

Après recherche sur le net, il s’avère qu’il faut augmenter la valeur des condensateurs de l’oscillateur.
Ces condensateurs ont une valeur de 470 pF sur ce schéma prévu initialement pour l’oscillateur d’un cmos 4060.

artfichier_791816_4430214_201501043306792[1].jpg
Source : f1iey.blogspot.fr/2015_04_01_archive.html

Donc soudage à la va-vite de deux condensateurs de 470 pF en // sur les existants et c’est alors OK.


Trace du haut : signal en sortie de la porte XOR oscillatrice.
Trace du bas : signal en sortie de la porte XOR suiveuse, en fait l’horloge en entrée du premier compteur binaire 4520.

Bon maintenant reste plus qu’à mettre l’oscillateur au propre et à finir de câbler les DAC’s.

Bonjour à tous
@ Gérard

'ai enfin trouvé un modèle de quartz 1 MHz fonctionnel
J’ai donc refait la simulation avec les 4070
Chose curieuse, avec les valeurs de résistances 2k2 et 4M7 du schéma, l’oscillation se fait correctement à 1MHZ mais le rapport cyclique n’est pas bon.
En mettant d’autres valeurs ( sur la simulation, je fait varier les valeurs jusqu’à un résultat satisfaisant) J’ai mis 47k au lieu de 2k2 et 100k au lieu de 4M7.
Voir les courbes obtenues ci-dessous.
Curieux n’est-il pas, surtout si votre montage fonctionnait avec vos valeurs… :mrgreen:

4070 duty false.jpg

4070 duty 50.jpg

Bonjour à tous en ce dimanche d’élections,

@Gérard,
J’ai repris la simulation du dernier schéma version « lite » sous LTspice car j’ai réussi à trouver un modèle pour le CD4520 (mais malheureusement pas pour le CD4518)
J’ai donc fait la simulation avec ce compteur. je ne pense pas que ça change grand chose sur le principe de fonctionnement.
J’ai aussi réduit le DAC à 9 bits car avec 10 bits et le LSB à la masse, la courbe ne démarre pas à 0 Volts.
On se rend compte de 2 phénomènes visibles sur les courbes de la simulation mais probablement pas gênants en mesures réelles.

1/ - Il y a une partie plate à OV entre chaque rampe due à Q9 qui reste à 1 durant cette phase.

Edité 10h40 pour ajout détails courbes Q9 - X8 - VCE

2/ - Il faut passer tout le cycle du 1er compteur CD4518 (3ème CD4520 sur mon schéma) avant de commencer les steps IB.
faux, après vérification, ça n’a aucune influence
Sinon, ça fonctionne bien. :wink:
Les courbes et le schéma de simulation ci-dessous :
schema raffou.jpg

courbes raffou.jpg

détail Q9 X8.jpg

Bonjour à tous.

@JP, vous avez inversé collecteur et émetteur des transistors Q1 et Q5.

Remplacer le 4518 terminal par un 4520 ne fait qu’ajouter 6 marches de plus à l’escalier et abaisse par conséquent la fréquence de rafraîchissement dans un rapport de 1,6 (16 ÷ 10), toutes choses identiques par ailleurs.

Pour l’instant j’ai toujours fait mes essais avec une tension d’alimentation de ± 12 volts pour tout ce qui est analogique et de ± 5 volts pour le référence Vref. Avec un gain de 2 pour l’amplificateur terminal, les signaux ont alors une amplitude maximale de 10 volts en absolu ce qui laisse une marge de 2 volts suffisante je pense pour éviter l’emploi d’ampli OP du type « rail to rail ».
Au sujet de l’amplificateur du Vbe, on pourrait même porter son gain à 3,55 ((2 ÷ 9) × 16) pour que la dernière marche ait une amplitude avoisinant les 10 volts.

Les DAC’s sont maintenant câblés. Pour le test, le prototype sera comme auparavant alimenté en ± 12 volts et la tension Vref appliquée sur les DAC’s sera de -5 volts pour obtenir des rampes positives (transistor NPN).

Déjà d’entrée, sur les 5 DAC’s AD7533 achetés à un chinois de Hong-Kong hé bien 2 sont complètement nazes.

Le résonateur 455 kHz a été câblé en définitif avec les condensateurs de 470 pF.
Cette fois-ci le -12 et le -5 volts ont été découplés par 0,47 µF au plus près des DAC’s.
Faute de TL082, c’est un TL084 qui le remplace.
Le gain du dernier amplificateur a été augmenté pour obtenir des marches d’escaliers d’une amplitude de 10 volts. A = 2 ÷ 9 × 16 = 3,555, la résistance interne du DAC ayant pour valeur 10 k? en vue d’assurer un gain unitaire, il faut donc lui ajouter extérieurement 25,555 k? pour obtenir le gain recherché. La plus proche valeur dans la série E96 est de 25,5 k?, à défaut d’une résistance à 1%, ce sont deux résistances de 51 k? en // qui la remplaceront pour le test.

Le signal triangulaire obtenu en sortie du premier amplificateur :

La pente ascendante du signal triangulaire est nettement plus perturbée par les « glitches » que la descendante :

Sur cette portion descendante, j’ai compté 15 « glitches » importants délimitant 16 intervalles. L’explication plausible est qu’il sont dus au fait que la liaison entre les deux compteurs binaires du 4520 est du type asynchrone alors que celles entre bascules d’un même compteur sont synchrones.

Reste à vérifier quel sera l’impact sur les courbes du transistor en test, faudra probablement insérer un filtre quelque part pour déparasiter et lisser ces rampes.

Maintenant au tour des marches d’escalier :

Il y a un petit souci, la dernière marche d’escalier devrait tangenter le trait noir du réticule juste au dessus pour que sa hauteur avoisine les 10 volts.
Après permutation des 2 DAC’s AD7533, c’est beaucoup mieux mais pas encore parfait :

Conclusion, ce lot d’AD7533 obtenu à vil prix est vraiment de mauvaise qualité, déjà 2 sur 5 de HS, et au moins 2 des 3 autres sont vraiment hors caractéristiques. D’ailleurs les marquages du recto ainsi que les dates de fabrication sont tous différents. Ces puces sont probablement issues de lots rejetés successivement par les contrôles qualité des usines pour se retrouver au final rachetées par des brokers.

Et pour finir le schéma mis à jour de cette version light du générateur de rampes :

Bonjour à tous,
Maintenant, y’a plus qu’à mesurer un transistor pourvoir les caractéristiques.
Bravo, on arrive presque au bout.

Bonjour,

Avec les bons gains des AOP, les courbes sont conformes à l’attente. L’inversion NPN/PNP aussi.

Je ne peux pas câbler en réel pour le moment car je n’ai aucun CD4518 ni CD4520 :frowning:

Pour les DAC, j’ai 1 AD7533 que m’a donné Sylvanus et pour le DAC 4 bits, je vais faire un ersatz avec des résistances et CD4053.
npn pnp vce ib.jpg

@JP, pourquoi est ce que les rampes triangulaires de la simulation ne démarrent pas de zéro ? Pourquoi celles en marches d’escalier ne sont pas ascendantes en valeur absolue?

La simulation ne démarre pas à 0, j’ai masqué les 350 premières µs
Pour les rampes IB, j’ai pris le point mesure sur la sortie Label Ib de votre schéma simulé.

schema raffou.jpg

Je crois avoir l’explication pour les marches d’escalier en sens inverse de ce qui a été visualisé sur l’oscilloscope.

Extrait de son datasheet, voici le diagramme simplifié du DAC AD7845 utilisé pour le prototype « Deluxe » avec des rampes sur 12 bits :

Il est bien précisé que la position des switches correspond à toutes les entrées du DAC à l’état 1, ce sont donc des contacts travail qui sont dessinés et non des contacts repos !

Maintenant au tour du diagramme du AD7533 toujours extrait de son datasheet, il est similaire au précédent, Iout2 étant normalement raccordé à la masse, Iout1 équivaut alors au Iout du AD7845.

Bien que ce ne soit pas stipulé, on peut donc en déduire que ce sont aussi des contacts travail qui sont dessinés puisqu’ils sont tous basculés du coté Iout1 alias « Iout du AD7845 ».

C’est ce dernier schéma qui a dû probablement être reproduit pour simuler les DAC à base de switches 4053, à confirmer par Jean-Paul…
Hé bien, sur le schéma de la simulation, les switches représentés fermés sont plutôt les switches repos des 4053. Il faudrait donc inverser les sorties de chaque switch pour être conforme au diagramme Analog Devices, les courbes devraient alors être identiques à celles observées à l’oscilloscope.
Cela vaut aussi pour le pseudo DAC des rampes triangulaires pour lesquelles l’inversion de sortie des switches est passée inaperçue car sans conséquences qui crèvent les yeux.

Oui, je confirme!

Et c’'était bien ça. J’ai inversé out1 et out2 sur les 2 DAC et ça fonctionne correctement.

Juste un retour sur le prototype « Deluxe » qui avait la particularité d’utiliser un comptage synchrone de bout en bout de la chaine puisque les 4 boitiers 74HC163 impliqués reçoivent tous la même horloge issue directement de l’oscillateur à quartz.

Pour l’occasion la logique cmos conventionnelle a été remplacée par des boitiers de la série 74HC bien plus rapide.
Une retouche du mini-wrapping a été nécessaire car le brochage des XOR 74HC86 et du comparateur 74HC85 sont différents de celui des cmos 4070 et 4585.
L’horloge et le circuit de reset ont été simplifiés, les inverseurs d’un 74HC04 ont été mis a contribution pour remplacer le cmos 4060 précédemment utilisé.

Avec le quartz de 2,4576 MHz précédemment utilisé, on obtient une fréquence de rafraichissement de plus de 50 Hz (54,55 Hz), son remplacement par un quartz courant de 4,433619 MHz (fréquence sous-porteuse PAL) permettrait d’avoisiner les 100 Hz (98,40 Hz).

Avec leurs 4096 micro-paliers, les rampes ascendantes et descendantes semblent parfaitement lissées, la bande passante de l’amplificateur intégré au AD7845 ne doit pas y être étrangère.

Et même en augmentant la fréquence de balayage de l’oscilloscope, on n’arrive pas à constater la présences de « glitches » sur le signal triangulaire, aussi bien pour les sections ascendantes que pour les descendantes.

En final les 10 marches d’escalier du signal Ib, la période de répétition mesurée avec les graduations du réticule est de 18,4 ms soit 54,4 Hz, ce qui est cohérent avec la fréquence de 54,55 Hz attendue pour le rafraichissement.

La version « Deluxe » semble être le must au niveau de la qualité du signal triangulaire, le filtrage ou lissage des micro-paliers est superflu avec le synchronisme des compteurs assuré de bout en bout.
Ce qui n’est pas le cas de la version « lite » qu’il va falloir alourdir en insérant un filtre pour lisser le signal et oblitérer les « glitches ». Le buffer de sortie à transistors discrets inspiré du LH0002 devrait bien se prêter à la mise en place d’un filtre en topologie Sallen-Key et pourrait même en faire partie intégrante :

Voici la tentative d’oblitérer les « glitches » qui ornent les signaux triangulaires des rampes du Vce par insertion d’un filtre en topologie Sallen-Key.

On peut choisir entre plusieurs réponses pour ce genre de filtre : Bessel, Butterworth, Chebyshev…

task_frequency_overall_filter_response[1].gif
· Intuitivement, ce sera un filtre de Butterworth. C’est en fait celui qui offre le meilleur compromis entre une bande passante la plus plate possible et une atténuation hors bande suffisamment pentue.
· Pragmatiquement, ce sera un filtre du troisième ordre avec des condensateurs inégaux de la série E6.
· Empiriquement, sa fréquence de coupure sera de 50 kHz pour ce premier essai.

La feuille du calcul (beis.de/Elektronik/Filter/Ac … CapsResult) :

Les valeurs de résistances retenues sont celles du deuxième jeu car globalement plus proches de celles de la série E24 : R1 = 1k?, R3 = 4,3 k? et R5 = 1k?.

La courbe de réponse du filtre avec les valeurs RC mentionnées (sim.okawa-denshi.jp/en/Sallen3tool.php) :


Les résidus de l’horloge à 455 kHz subissent une atténuation avoisinant les 60 dB.

Le schéma du prototype « lite » avec le filtre inséré dans le générateur des rampes triangulaires :

Maintenant, le signal triangulaire observé sur l’oscilloscope :

Les sommets sont plutôt arrondis et il subsiste de petites déformations sur la pente descendante.

Les sommets sont effectivement arrondis et apparemment aucune perturbation altère la pente ascendante .

Quelques petites bosses bien visibles altèrent la rectitude de la pente descendante.

Et une seconde tentative avec cette fois l’objectif de rejeter la sous-harmonique 16 de l’horloge hors de la bande passante du filtre, cette sous-harmonique de 28437,5 Hz correspond à la fréquence en sortie du premier compteur binaire du cmos 4520. La fréquence de coupure du filtre devra être au moins deux fois plus basse qu’avant.

Pour cette nouvelle tentative, un peu de changement, les 3 condensateurs du filtre auront cette fois-ci la même valeur de 10 nF.

Après plusieurs « tirs de mortier » pour obtenir une fréquence de coupure proche des 25 kHz avec 3 valeurs de résistances avoisinant au mieux celles de la série E24, on obtient finalement une fréquence de 22,5 kHz avec les valeurs : R1 = 1,1k?, R3 = 1 k? et R5 = 300 ?.

Avec cette configuration aux 3 condensateurs identiques, le gain unitaire du filtre n’est plus possible, il doit être porté à 2 pour éviter d’employer des résistances dont les valeurs seraient aux antipodes.
Puisque le gain du filtre est de 2, le gain de l’amplificateur en sortie du DAC doit devenir unitaire. La résistance additionnelle de 10 k? dans la boucle de contre-réaction du DAC n’est plus d’actualité, son entrée RFB (en 16) doit donc être connectée directement sur la sortie de l’amplificateur associé :

Et maintenant les rampes observées à l’oscilloscope :

Le segment ascendant est toujours OK et le descendant est maintenant exempt de déformation visible, la contrepartie étant un arrondissement encore plus accentué des sommets du signal triangulaire.

Bonjour à tous,

J’ai simulé le dernier schéma (oscillateur 455 kHz et filtre)
J’obtiens exactement les même courbes que celles mesurées par Raffou (glitchs effacés mais courbes arrondies.)
J’ai refait une simulation avec cette fois-ci un oscillateur à quartz 1 MHz + filtre recalculé à 62.5 kHz avec des valeurs de résistance normalisées.

J’ai augmenté légèrement le gain de du 1er AOP avec une valeur de R29 = 10.5k (au lieu de 10k) car je n’atteignais pas les 10 volts.

Le résultat est beaucoup mieux, les courbes sont nettement moins arrondies et les glitchs quasi invisibles.

Mais je suis persuadé qu’on continue à allègrement sodomiser les diptères car je ne suis pas certains que ces glitchs aient une quelconque influence sur le tracé des caractéristiques. :mrgreen:
Mais l’ami Raffou est très perfectionniste … :wink:

testeur 1MHz + filtre.jpg

testeur 1MHz + filtre courbes.jpg

Edité pour ajout vue glitchs sans filtrage:

glitchs.jpg