Nouvelle vie pour une alim PC sauvée de la déchetterie

Oui, ce serait même bien de nous faire part des difficultés rencontrées tout au long de la réalisation et des essais car ça semble pas gagné d’avance si j’ai bien compris la prose de son concepteur.

— Traduction Google :

— Autrement dit :
“Est-ce que ce schéma a une chance de fonctionner ?”
— Ce à quoi je réponds par un autre schéma, lui, fonctionnel à des intensités plus faibles :


, et que j’avais modifié ainsi :

— Auparavant, ils convertissaient une tension de 9V en 5V pour charger des éléments miniatures au plomb ! Donc, ils fonctionnaient en ABAISSEUR de tension. Et maintenant, ils fonctionnent en abaisseur-élevateur !
— J’avais entre temps remplacé les résistances marquées 822 et 272 par un potentiomètre 10k pour régler la tension et remplacé une résistance de 6,2 ohms par une 1 ohm, suivant ce schéma :
Schéma convertisseur.jpg
— Donc, je n’avance pas en terrain inconnu parce que j’avais déjà expérimenté ça avant ! Et ces deux convertisseurs fonctionnent actuellement sur mes 2 testeurs de composants chinois dont vous pouvez trouver la description complète sur le site de Radioman64 ! Ils convertissent le 3,6V d’une batterie Li-Ion en 9 V ! On pourrait leur injecter du 12 V qu’ils ne bougeraient pas d’un “centipoil” leur tension de sortie !
— Le schéma de mon précédent post n’a qu’un transistor NPN de plus que ces schémas. Je suis en train de le fabriquer. Patience !
— Expérimentez donc ! Cordialement !
*** PS : Des 34063, vous pouvez en récupérer dans des chargeurs de téléphones portables pour prise allume-cigare d’automobile (Voir déchetterie ou bacs de recyclage !) ! Ils convertissent avec un bon rendement le 12V de la voiture en 5V et fonctionnent déjà à une tension de 3V ! ***
*** PS2 : Ah :bulb: ! Comparez donc leur schéma avec celui de mon post précédent et notez bien les différences :

— Ce n’est pas du tout le même !
— Surtout, ouvrez l’œil et le bon !

Bonsoir.


Ce schéma n’est que l’adaptation de celui de la figure 3 de la note d’application AN954 de Motorola faite par quelqu’un qui semble manquer d’un peu de pratique. Car quand on en a et qu’on souhaite sa proposition facilement réalisable, on choisi les condensateurs chimiques plutôt dans la série E3 et on évite les valeurs de la série E24, voir même E12 pour les autres.

Ce schéma a ensuite été amendé suite aux remarques d’un autre membre du forum Elektroda.pl

Cependant personne n’a levé d’objection sur le choix de la paire de transistors BD911/BD912 et pourtant il semble discutable. Nulle part dans leur datasheet, quelque soit leur fabricant, on trouve des informations sur les temps de commutation, tout au plus une indication de la fréquence de transition minimale de 3 MHz.

La note d’application AN920 préconise plutôt des D45VH4 ou 10, ou bien encore du 2N6438 en ce qui concerne les transistors PNP et du D44VH1 en ce qui concerne le seul NPN mentionné. Les temps de commutation maximaux de ces transistors sont donnés dans leurs datasheets et les fréquences de transition minimales sont plus que décuplées, ce qui fait que ces références sont certainement bien plus appropriées.

La paire BD911/BD912 gagnerait alors à être remplacée par une paire D44VH10/D45VH10, on peut en trouver sur eBay aux environs de 2€ pièce (hors FdP). Une valeur de 27 ohms serait convenable pour les résistances R2 et R7 si on prend pour modèles celles des figures 28 et 33 de la note d’application précitée et les diodes Schottky D3 et D4 ne seraient alors plus nécessaires. D’ailleurs l’étaient-elles réellement? car avec les courants collecteur impliqués, les tensions Vce à l’état passant sont probablement trop élevées devant les tensions Vbe pour que ces diodes puissent dériver l’excédent de courant base.

Reste une suggestion déjà évoquée (Jako D1 i D2 u?yj diod Schottky) , le remplacement des diodes BYW29-200 par des Schottky du genre MBR15x0 ou 25x0 pour améliorer le rendement.

— Justement, je suis en train de le réaliser ce schéma. Mais je rencontre quelques problèmes…
— Côté tension, impec’ ! Ça marche “nickel” (J’ai remplacé la résistance 1k2 qui va à la masse par un ajustable 1k et une résistance talon de 560 ohms pour pouvoir régler le maximum de tension à 30 V !). C’est plutôt du côté intensité que je m’inquiète car je ne suis pas capable d’alimenter une lampe 28 V 40 W (consommant un peu plus de 1,4 A), même en branchant sur le 12 V de mon alim’ PC !
— Or, j’expérimente plusieurs choses :

  • Les diodes Schottky entre base et collecteur : supprimées,
  • La bobine en “fil de Litz” toroïdale, ce fil multibrins Ø 0,8 mm récupéré sur une bobine de moniteur CRT, de plus en 2 couches pour augmenter la self-induction afin de réduire la fréquence de commutation (condensateur déterminant la fréquence du 34063 de 4n7 voire 6n8 ou 10n à expérimenter ?).
  • Pour les diodes Schottjy, j’ai en effet pris des diodes doubles d’alimentations à découpage défuntes de PC, avec un seuil de tension directe < à 0,2 V !
    — Alors question : est-ce que des transistors MOS-FET (un canal P, l’autre canal N) pourraient améliorer les choses ?
    — Je signale que j’expérimente avec des transistors BD711/712 qui ont un gain en courant > 100 et qui ont une intensité maximale de 12 A au lieu de 15 (Voir si je peux utiliser des 2SB-2SD ?)
    — Merci d’améliorer la chose ! Cordialement.

Déjà il n’y aurait plus à prendre en compte les problèmes de gain, de saturation, de temps de commutation.
Le problème avec les mosfet’s de puissance, c’est leur importante capacité gate/source qui nécessite d’être chargée/déchargée vigoureusement pour ne pas dégrader les performances en commutation. La figure 35 de la note d’application AN920 incorpore un circuit basique d’aide la commutation pour un mosfet canal N. Ce schéma de circuit d’assistance composé d’un transistor PNP et d’une diode été repris sur de nombreux schémas du net comme celui de ce convertisseur step-up:


Source : static.electro-tech-online.com/c … _8mg-1.jpg

On trouve y aussi la réciproque pour les mosfet’s de canal P, un transistor NPN avec une diode pour un convertisseur de type step-down:


Source : cnblogs.com/LittleTiger/p/3999808.html

On pourrait combiner les deux circuits d’assistance ensemble, celui du mosfet canal P sur la sortie collecteur du MC33063 (1) et celui du mosfet canal N sur la sortie émetteur (2). Avec des résistances de charge égales, ce qui est le cas pour ces deux bouts de schéma (1 k?), chaque gate recevra alors que la moitié de la tension d’alimentation pour commander les deux mosfet’s complémentaires à l’état ON, mais sera-ce alors suffisant ?

L’autre solution pour bénéficier d’une tension de commande des gates proche de celle d’alimentation, serait d’intercaler un circuit driver spécialisé du genre IR4428 pour piloter les gates séparément. Entrées A et B de l’IR4428 en // sur la sortie émetteur du MC33063, sortie inverseuse A sur la gate du mosfet canal P, sortie directe B sur la gate du mosfet canal N.

— Justement, je “planchais” sur une idée de ce genre :
Schéma Alim variable.jpg
, avec “son” circuit imprimé associé :
CI-Alim variable3.jpg
— Regarde bien si ça peut fonctionner sans circuit intégré supplémentaire et si le “pifomètre” qui a déterminé les résistances de 100 ohms est correct !
— Je vais voir pour les MOS-FET genre 20 A 100 V, environ, tels le IRFZ44 et son éventuel complémentaire ! Pour (espéré) 5A, je crois que ça suffira…
*** Ah :bulb: ! Je crois que j’ai plus “sioux” pour commander les grilles des MOS-FET à la tension d’alimentation, autant positive que négative ! Un transistor PNP et une résistance plus tard :
Schéma Alim variable-modif.jpg
— Et, bien sûr, le circuit imprimé associé :
CI-Alim variable4.jpg

  • Pour les transistors, le brochage correspond aux transistors japonais 2SAxx et 2SBxx ! Je crois avoir des modèles 1A en boîtier plat 9 mm qui conviendront très bien ! *
    — Cordialement !

J’ai trouvé encore plus sioux que sioux, remplacer le PNP par un petit mosfet canal P genre BS250, on élimine la résistance de 10k et on évite le transistor PNP avec ses latences dues à sa saturation.

Si on veut aussi éviter la saturation du transistor de sortie à l’intérieur du MC34063, il serait préférable de sortir sur son émetteur plutôt que sur son collecteur, l’inverseur devra alors être réalisé avec un mosfet canal N genre BS170.

La plupart des schémas trouvés sur le net proposent 1k? comme valeur pour cette résistance, à moins que les tests de fonctionnement imposent de minorer sa valeur, à quoi bon faire chauffer le MC33063 en lui soutirant plus de courant que nécessaire!

Le complémentaire de l’IRFZ44 semblerait être l’IRF9Z44, mais c’est comme l’arlésienne, on en entend parler mais on ne le trouve nulle part. Je n’ai pu trouver que le datasheet des IRF9Z34 et 24.

Bjr,
33063 ou 34063?
@+

— Heu… I = U/R. Donc, 12V/100 = 0,12A. Or, le transistor de sortie du 34063 supporte tout de même 1,5 A !

— C’est “pas idiot”, ce que tu me proposes là ! Comme j’ai des 2N7000 qui sont à peu près l’équivalent du BS170, je crois que je vais suivre ton idée… Mais je vais “monter” la valeur des résistances de 100 ohms à quelque ~330/560 ohms, mais pas 1k (C’est pour l’entrée en conduction plus rapide des transistors de décharge dès que les tensions les bloquant disparaissent !) !
— Voilà d’ailleurs le circuit imprimé de cette version. Ç’aidera ceux qui voudront le fabriquer :
:open_mouth: :open_mouth: :open_mouth:


— Pour éviter la “lenteur” du deuxième transistor du 34063, d’aucuns sortent la liaison collecteur sur le PREMIER transistor du 34063 en ne se servant pas du deuxième ! C’est ainsi que fonctionnaient les convertisseurs SONY 9-12V/5V dont j’ai posté la photo dans un de mes messages précédents ! Mais dans ce cas-là, il faudrait un MOS-FET canal P BS250 que je n’ai pas !
— Merci de ces réflexions ! Cordialement.

Electriquement c’est la même chose, le MC33063 est la version tropicalisée (militaire) du MC34063.
Fonctionnement garanti de 0 à +70°C pour le MC3064 et de -40°à +85°C pour le MC33063 voir +125°C pour le MC33063V.

— Holà :open_mouth: ! T’as parfois “les foigts qui dourchent” :wink: (heu… les doigts qui fourchent !) toi !
— Écris donc plutôt 33063, 33063V ou 34063, sans préfixe !

Bonjour

J’aime le « écris comme moi »…

Ego surdimensionné ?
Léger complexe de supériorité ?
Science infuse ?
(Barrer les mentions inutiles) :mrgreen:

— Ni l’un, ni l’autre : envie de partager ce qui est le mieux, sans pour autant obliger l’autre ! D’ailleurs, c’est corrigé…
— Toujours aussi moqueur, Jampolanton !

Le préfixe « MC » caractérise généralement les produits Motorola, mais comme Texas Instruments et ON semiconductor on conservé ce même préfixe sans le remplacer par le leur pour leur puce, je n’ai pas hésité à le conserver tel quel et à commettre une erreur impardonnable qui s’apparente à de la dyslexie.

Bonjour,
Effectivement, je suis
Râleur
Moqueur
Ronchonneur
Sodomiseur de diptère

(Rayer les mentions inutiles) :mrgreen:

— Bref, un “bon” Français de France qui se respecte !
— D’ailleurs, je reçois aussi des conseils très avisés sur ce forum, que je mets en pratique ! La preuve ? Je viens d’accepter les conseils “très éclairés” de Raffou sur l’alimentation variable que je construis en ce moment même ! Ça pourrait même en inspirer quelques-uns comme les 144 téléchargements du pdf de “mon” testeur-ESR-générateur-de-courant-réglable ou les 86 du pdf de “ma” lampe de camping modifiée !
— D’ailleurs, je prévois d’en publier le PDF, de “mon” alimentation de PC “recyclée” avec tensions fixes ET variables ! Ce forum est un ÉCHANGE ! C’est-à-dire que l’un reçoit et l’autre donne, parfois ça s’“entrecroise” !
— C’est pour ça que j’ai bien “demandé” aux autres de suivre ce fil pour apporter des améliorations, ce qu’a su faire Raffou ! Il est bien resté “à côté de la prise”, lui !!!
— D’ailleurs, tu seras bien content de la fabriquer toi, une fois qu’elle sera au point, avec tous les schémas de circuits imprimés que j’ai publiés !
— Donc, je ne suis pas que “donneur d’ordres” !
— Cordialement !

la dernière vidéo du canadien Electro Bidouilleur a comme sujet la modification d’une alimentation ATX en alimentation variable.
Seule la première partie de la vidéo est publiée pour l’instant.
Il faudra attendre la suite pour en savoir plus.
La vidéo : https://www.youtube.com/channel/UCvv3bLR4Ws1GVycHG-t3dJw
Watch and enjoy :wink:

Bonjour.

Concernant la nécessité du fil de Litz pour l’inductance.
Selon cette abaque (source Wikipédia.org)

L’épaisseur de peau serait de 0,65 mm à 10 kHz, de 0,45 mm à 20 kHz et de 0,3 mm à 50 kHz pour du fil de cuivre émaillé.
Le fil de Litz ne serait donc justifié à la place d’un fil unique que si le diamètre exigé par la densité de courant qui le parcourt avoisine ou dépasse 13/10 mm pour du 10 kHz, 9/10 mm pour du 20 kHz et 6/10 mm pour du 50 kHz.

A titre de curiosité, j’ai refait les calculs de la note d’application AN954, celle qui correspond le mieux au schéma envisagé, avec pour cahier des charges les besoins exprimés tout au long de ce fil de discussion.
A savoir :* Tension d’entrée Ve de 12 volts délivrée par l’alimentation ATX.

  • Tension de sortie Vs variable entre 1,25 volt et 30 volts.
  • Débit Imax de 5 Ampères espéré.

Seuil de tension directe de 0,2 volt pour les diodes diodes Schottky.

  • Transistors mosfet canal N et canal P aux caractéristiques équivalentes à l’IRFZ44.

Les autres données indispensables au calcul sont celles de la note d’application : fréquence de découpage, ondulation résiduelle…

§1 : Le rapport Ton/Toff.

En considérant la chute de tension source/drain des mosfet’s négligeable devant les 12 volts de la tension d’alimentation.
on a Ton/Toff = 30,4 ÷ 12 = 2,53 pour Vs = 30 volts et Ton/Toff = 1,65 ÷ 12 = 0,1375 pour Vs = 1,25 volt.

§2 : La durée des cycles.

Idem à ceux de la note AN954 Ton(max) + Toff = 20 µs.

§3 : Durées de Ton et Toff.

On a Toff = (20 × 10??) ÷ (1 + 2,53) = 5,67 µs et Ton = 20 - 5,67 = 14,33 µs pour Vs = 30 volts.

Et Toff = (20 × 10??) ÷ (1 + 0,1375) = 17,57 µs et Ton = 20 - 17,57 = 2,42 µs pour Vs = 1,25 volt.

§4 : Valeur de Ct.

Ct = 4 × 10?? × 14,33 × 10?? = 573 pF pour Vs = 30 volts et Ct = 4 × 10?? × 2,42 × 10?? = 96,8 pF pour Vs = 1,25 volt.

§5 : Le courant de pointe Ipk
.

Ipk = 2 × 5 × (1 + 2,53) = 35,3 A pour Vs = 30 volts et Ipk = 2 × 5 × (1 + 0,1375) = 11,375 A pour Vs = 1,25 volt.

§6 : Valeur minimale de l’inductance

L = (12 × 14,33 × 10??) ÷ 35,3 = 4,87 µH pour Vs = 30 volts et L = (12 × 2,42 × 10??) ÷ 11,375 = 2,56 µH pour Vs = 1,25 volt.

§7 : Valeur de la résistance de limitation du courant.

Pour le plus fort des deux, Rsc = 0,33 ÷ 35,3 = 9,35 m? ? 1/100 ?

§8.0 : Valeur minimale du condensateur de sortie.

Pour une ondulation maximale de 100 mV crête à crête (celle admise dans la note AN945) :
Cout ? (5 × 14,33 × 10??) ÷ 0,1 = 716,5 µF

§8.1 : ESR du condensateur de sortie

Avec la valeur immédiatement supérieure dans la série E3 de 1000 µF.
ESR ? 0,1 - ((5 × 14,33 × 10??) ÷ (1000 × 10??)) - ((30 ÷ 1,25) × 1,5 × 10?³)) ? 63 m?, cette valeur est réaliste pour un condensateur choisi « low ESR ».

— Du nouveau !
— J’ai effectué quelques essais, avec des MOS-FET 10A : un 2SJ175 pour le canal P (20W, 10A) et un 2SK526 (40W, 10A) pour le canal N. Au testeur de composants, ces deux transistors avaient presque la même capacité de grille ! Débitant sur mon ampoule 28V 40W, ils ne chauffent pas, mais le courant n’est pas à son maximum…
— Alors, pour les schémas avec un MOS-FET style BS170, on oublie : ça ne fonctionne pas chez moi ! Le schéma qui fonctionne, après moult essais, c’est justement mon PREMIER schéma, celui du post du 16 avril, mais avec des résistances de conduction de 330 ohms. La résistance Rsc est de 3x 0,1 ohm en parallèle, soit 0,033 ohms.

— Je pourrais me fabriquer ça avec du fil résistant ! Mais il va me falloir changer de MOS-FET car mes 2SJ et 2SK seront “un peu” justes en intensité !

— J’ai effectivement vu sur le Net quelques sites où ils parlent de transformer une alimentation ATX à tensions fixes en alimentation à tensions variables ! Mais “mon truc” (la Ruse de Sioux – hugh !), c’est de me servir d’une alimentation non modifiée pour y “acocquiner” le circuit dont je fais la description sur ce forum ! Si l’alimentation tombe en panne, il suffira d’en prendre une autre, si on ne peut pas la réparer ! Les tensions fixes de 12V et de 5V sont également sorties pour servir à l’occasion.
*** Un détail : mon alimentation avait sur le 12V ces diodes (celles de droite) :
diode.jpg
, que je me suis empressé de changer pour une “barrière Schottky” SBL1640CT (soit 16A – comme celle de gauche !), apprenant qu’elles pouvaient lâcher sans crier gare (Les autres sur le 5V et le 3,3V sont des SBL2040CT.) ! Voyez ce site, pour le tuto :
tomshardware.fr/articles/Fon … 265-5.html
— Si je veux conserver mes 2SJ175 et 2SK526 (en attendant que j’achète des MOS-FETs plus “costauds” !), il va me falloir n’espérer que 3A (2,5A) et prendre pour Rsc 0,015 ohms (0,018 ohms), d’après tes calculs, Raffou ! Ma “résistance” de 0,033 ohms est “un peu” trop forte ! J’vais essayer ça demain “s’il plaît à Dieu” !
*** Autre détail : comme la réponse du potentiomètre linéaire de 20 k était quelque peu logarithmique, j’y ai monté, entre le curseur et le point “froid” (vers l’ajustable de 1k), une résistance de 2k2 pour lui faire prendre une réponse “antilog” ! Et ça marche ! Et à propos, si on veut un “condensateur” “very low ESR” en sortie, on peut monter 2x 470µ/35V et 0,1µ à 0,33µ non polarisé en parallèle !
— Cordialement.

Juste une précision, est-ce le 1er schéma sans transistor inverseur ou le 2ème avec le BC327 ?