Doctsf (Modèles & Marques)
AnnoncesBonjour,
schema non inverseur
schema inverseur
je ne vois pas l’interet de ce dernier
Evidemment il faut utiliser un ampli Rail to Rail en entree,pour la sortie je confirme qu’il n’est pas necessaire la tension gate source etant bien superieure à 0 volt 3,5 volts chez moi)
quand au courant minimal il est bien nul à O volt sur l’entrée positive
je n’osais pas vraiment installer un galva 50 uA
Sur mon schema j’ai passé la resistance de 1 ohm à .22 ohm ca chauffe tout de meme moins avec 5A
je garde pour le moment un seul transistor IRF530
Bon courage à tous
Sylvain
A défaut d’un amplificateur avec des entrées essentiellement « Rail to Rail », aussi bien vis à vis du rail négatif que du rail positif, on devrait pouvoir utiliser un boitier amplificateur LM358 (×2) ou LM348 (×4) voir un boitier comparateur LM393 (×2) ou LM339 (×4), l’essentiel étant qu’il puisse encore fonctionner avec une tension de polarisation en mode commun égale voir légèrement inférieure au rail négatif.
Les schémas simplifiés respectifs de ces amplificateurs/comparateurs sont issus du même principe avec un étage d’entrée différentiel à base de transistors PNP latéraux combinés en darlington. La différence majeure se situe au niveau de leur sortie, à transistors complémentaires pour l’amplificateur LM358 et à collecteur ouvert pour le comparateur LM393.
Le principe est donc de vérifier la compatibilité de ce type d’amplificateur/comparateur avec une version simplifiée du schéma original :
Le circuit est réalisé avec des composants immédiatement disponibles. Le MOSFET est un IRF630, la valeur du shunt est portée à 100 ohms pour limiter le courant à une valeur raisonnable avec une tension d’alimentation de 12 volts. La sortie à collecteur ouvert du comparateur LM393 nécessite une résistance de charge, en l’occurrence la résistance R0 de 5,1 k?.
1ère vérification. Seuls sont câblés le shunt et le mosfet IRF630. La gate du mosfet est court-circuitée avec son drain pour vérifier que le courant dans le shunt est bien nul quand le montage est alimenté en 12 volts.
Effectivement le mosfet est bien pincé, aucune tension est décelable aux bornes du shunt avec un multimètre sur le calibre 200 mV.
Câblage et vérification du fonctionnement avec un LM393.
La tension aux bornes du shunt évolue sans à-coup avec la rotation de la vis du potentiomètre multi-tours, cependant le courant ne s’annule pas, on mesure une tension de 180 mV aux bornes du shunt, soit un courant de 1,8 mA.
Vérification avec un LM358.
Le LM358 remplace immédiatement le LM393 sur le support. La résistance de charge R0 aurait dû être dessoudée car elle est théoriquement devenue inutile. Mais comme le transistor PNP de son étage de sortie est capable d’absorber un courant jusqu’à 10 mA et que cette résistance permet à la tension de sortie de pouvoir évoluer jusqu’à celle du rail d’alimentation positif en court-circuitant en quelque sorte le transistor NPN, autant la conserver.
Et cette fois le courant s’annule presque, 1,6 mV sur le shunt soit un courant de 16 µA, plus de 100 fois moins qu’avec le LM393!
Le problème c’est que le LM358 est compensé en fréquence alors que le LM393 ne l’est pas, ce qui pourrait être la source du dysfonctionnement constaté.
Nouvel essai avec le LM393.
Plutôt que de sortir l’oscilloscope pour vérifier exactement ce qui se passe en sortie du LM393, autant souder immédiatement un condensateur de 100 nF entre sortie et masse pour calmer toute velléité à osciller, c’est bien plus rapide!
Et cette fois-ci la tension mesurée aux bornes du shunt s’établit à 1,1 mV soit un courant de 11 µA quand le potentiomètre est à zéro, presque 200 fois moins qu’avec l’essai précédent.
Et pour un courant absorbé de 50 mA, la tension entre gate et source du IRF630 est de l’ordre de 3,9 volts, tension assez proche des 3,5 volts mesurés sur un IRF530 par Sylvain.
— Heu… en général, je vois plutôt ce genre de condensateur entre sortie et entrée — (qui est une sorte de masse virtuelle), dans la graâââannnnde majorité des montages à amplis op’ ! Mais si ça marche comme ça…
Oui Hervé, c’est presque comme cela que sont compensés les ampli-op. Plutôt que d’installer un condensateur entre entrée et sortie de l’ampli, les concepteurs le font plutôt au niveau d’un étage intermédiaire en disposant une capacité de quelques pF entre base et collecteur d’un transistor.
Dans le cas présent, la méthode est plutôt brutale car ça ne servait à rien de finasser, l’essentiel était de s’assurer qu’on arrivait bien à annuler (ou presque) le courant dans le shunt avec un LM393.
C’est bien évident qu’il faudrait choisir une solution plus politiquement correcte pour brider le LM393 (ou LM339) si jamais il devait être retenu pour piloter le mosfet de l’absorbeur.
Maintenant parlons un peu de la possibilité de superposer un signal périodique sur le courant absorbé par la charge, autrement dit de pouvoir moduler ce courant avec si possible un taux de modulation ajustable entre 0 et 100%.
L’utilisation d’un circuit DIY à base d’un ICL8038 proposé par des vendeurs chinois d’eBay avait été évoquée comme générateur multi-signaux pour simplifier cette tâche :
Le problème c’est de pouvoir conserver le même taux de modulation quelque soit la tension de consigne appliquée à l’absorbeur, il serait malvenu que la modulation soit écrêtée quand on diminue la tension continue de la consigne en dessous d’un certain seuil. Voici donc un schéma de principe pour pallier à ce problème :
L’ICL8038 de la plaquette délivre une onde sinusoïdale et une onde triangulaire sur laquelle est superposée une composante continue égale à la moitié de sa tension d’alimentation.
Le signal carré qu’il délivre a une amplitude égale à sa tension d’alimentation (à un pouième près), sa valeur moyenne en vaut donc la moitié et équivaut à une composante continue qui lui serait superposée à l’instar des deux signaux précédents.
- L’onde (sinusoïdale, triangulaire ou carrée) issue du ICL8038 est préalablement sélectionnée par un multiplexeur CMOS genre CD4052B (non figuré sur le schéma).
- Une masse artificielle est crée grâce à un « rail splitter » TLE2426 Texas, il délivre une tension continue égale à la moitié de la tension d’alimentation. Soit 6 volts pour une alimentation en 12 volts.
- Le potentiomètre RV3 permet d’ajuster le taux de modulation, 0% quand le curseur est du coté du « rail splitter » et 100% quand il est positionné à l’opposé, vers le ICL8038.
- La composante continue sur le curseur de RV3 est constante et égale à la moitié de la tension d’alimentation soit 6 volts, quelque soit la position de ce curseur. C’est à partir de cette composante que l’on va générer la tension continue de la consigne.
- Le potentiomètre RV4 permet non seulement de faire varier la tension de consigne entre 0 volts et 6 volts (la composante continue sur le curseur de RV3) mais aussi d’atténuer concurremment le signal modulant présent sur ce même curseur. La condition sine qua none, c’est de choisir la valeur de RV4 >> RV3 ou bien d’insérer un buffer entre les deux.
- ? Ainsi l’amplitude du signal modulant reste toujours proportionnelle à la valeur de la consigne, le taux de modulation fixé par RV3 reste inchangé quelque soit la position du curseur de RV4.
Bon en fait c’est un peu plus compliqué que ça car si la composante continue superposée à chacun des 3 signaux délivrés par le ICL8038 est bien la même, ils ont cependant des amplitudes bien différentes. Il va donc falloir les aligner avant de appliquer au potentiomètre RV3…
— Justement : les LM339 et LM393 sont “récupérables” dans la grande majorité des alimentations ATX en panne ! Comme j’ai quelques “cadavres” de ce genre, ça se pourrait qu’un jour, je teste ces configurations ! De plus, avec au moins 2 AOPs par boîtier, ça se pourrait qu’il y en ait deux pour le prix d’une, surtout avec les transistors PNP en boîtier TO3 de modules de ventilation d’habitacle automobile ou les MOS-FETs 50A 30V de cartes-mères d’ordinateurs défuntes…
— Je vais voir ça “de très près” (bleu) “un de ces quatre matins” !
Ci-dessous les caractéristiques des différents signaux délivrés par la plaquette ICL8039 :
Commentaires :* L’amplitude entre sommets du signal triangulaire vaut le tiers de la tension d’alimentation (0,33 × Vsupply) soit 4 volts pour une alimentation en 12 volts. C’est sur cette valeur qu’il apparaît raisonnable d’aligner l’amplitude des deux autres signaux.
- L’amplitude crête à crête de l’onde sinusoïdale vaut les deux tiers de celle du signal précédent (0,22 × Vsupply). Il est donc nécessaire d’amplifier ce signal par un facteur de 1,5 pour amener son amplitude à la valeur convenue.
- Le signal carré à son amplitude pratiquement égale à celle de la tension d’alimentation, il faut donc la réduire d’un tiers pour obtenir la valeur envisagée.
Le problème avec la sortie du signal carré c’est qu’elle est à collecteur ouvert :* Le temps de montée (180 ns) du signal carré est 4,5 fois supérieur à son temps de descente (40 ns) avec une résistance de charge de 4k7. La plaquette étant équipée d’une résistance de 10k, on peut estimer qu’il sera au moins 9 fois plus important.
- L’impédance de sortie au niveau bas est minime car c’est celle du transistor de sortie saturé alors que celle au niveau haut est importante (10k) puisqu’elle équivaut à la résistance de charge. Cette sortie est donc inapte à piloter un atténuateur résistif.
- C’est pour ces raisons qu’il est judicieux d’insérer un inverseur trigger de schmitt CMOS 40106 ou 4584 (ou bien deux en cascade pour respecter la phase initiale). Ainsi on obtiendra des temps de montée et de descente équivalents avec une sortie compatible « rail to rail », on pourra même paralléliser les inverseurs pour réduire encore plus l’impédance de sortie.
Suggestion de schéma pour le modulateur :
- Un circuit « rail spittler » TLE2426 fournit une masse virtuelle ou masse analogique « AGND » dont la composante continue est égale à la moitié de la tension d’alimentation.
- Les entrées de sélection (Sel0 et Sel1) du multiplexeur CMOS 4052 permettent de choisir le type de signal de modulation (aucun, sinusoïdal, triangulaire ou carré).
- La section supérieure du multiplexeur aiguille le signal choisi vers l’entrée positive du premier ampli-OP :[*]La masse virtuelle pour un courant non modulé,
- Ou le signal sinusoïdal, amplitude = 0,22 × Vsupply,
- Ou le signal triangulaire, amplitude = 0,33 × Vsupply,
- Ou le signal carré mis en forme par le trigger de schmitt et ensuite abaissé à 0,33 × Vsupply par le pont diviseur R1 + R2.
[/:m] La section inférieure du multiplexeur modifie le gain du premier ampli-OP selon le signal choisi :[*]L’entrée moins de l’ampli-OP est directement connectée sur sa sortie, le gain est unitaire en absence de modulation, - L’entrée moins de l’ampli-OP est connectée sur le pont diviseur R3 + R4, son gain est alors de 1,5 pour le signal sinusoïdal,
- Gain unitaire pour le signal triangulaire,
- Gain unitaire pour le signal carré.
[/:m] L’amplitude du signal modulant en sortie du premier ampli-OP est ainsi égale au tiers de la tension d’alimentation quelle que soit la forme d’onde choisie.
Avec une source d’alimentation de 12 volts, le potentiomètre R5 permet de délivrer sur l’entrée positive du second ampli-OP un signal périodique dont l’amplitude est ajustable de zéro à 4 volts, et sur lequel est superposée une tension continue de 6 volts.
Le second amplificateur grâce à sa sortie équipée de mosfet complémentaires et à son gain fixé à 3 par les résistances R7 et R8 est à même de délivrer sur celle-ci un signal dont l’amplitude crête à crête maximale est égale à la tension d’alimentation et sur lequel est superposé une composante continue égale à la moitié de cette tension d’alimentation, le taux de modulation atteint alors les 100%.
Le potentiomètre R6 permet d’ajuster le courant dans l’absorbeur tout en conservant le taux de modulation imposé par R5 constant pour éviter un écrêtage de cette modulation dans la course inférieure du curseur. Cas qui se serait immanquablement produit si l’amplitude du signal modulant n’avait pas été proportionnelle à la tension continue de la consigne.
— Perso, je ne vois pas l’intérêt de commander l’absorbeur avec tous ces signaux ! Je me contenterais plutôt d’un signal carré à rapport cyclique et fréquence variables, tel qu’il peut en “sortir” d’un “simple” 555 ! Du même coup, ça pourrait fort bien compléter le débit en continu sans faire chauffer les transistors MOS-FETs de puissance… À étudier, tiens !
Mise en pratique du schéma, câblage du modulateur sur une plaque d’essai:
Pour ce premier test, les deux potentiomètres n’ont pas été câblés et l’entrée plus du deuxième ampli OP a été connectée directement sur la sortie du premier, la tension de consigne en sortie du deuxième ampli OP est ainsi maximale tout en étant modulée à 100% .
L’alimentation devant être autonome, elle est assurée par une pile de 12 volts format A23.
Tout d’abord vérification de la tension d’alimentation, pas sûr que cette pile miniature soit la plus adaptée pour alimenter ce genre de montage.
Effectivement de 11,73 volts à vide, elle chute à un peu moins de 9,6 volts avec le montage alimenté.
? Adresse zéro sur le multiplexeur CMOS 4052, on devrait avoir la tension continue de consigne seule à son maximum, donc égale à la moitié de celle d’alimentation soit 4,8 volts. Pas sûr que cette tension soit suffisante pour piloter la gate du mosfet de l’absorbeur à pleine puissance. Le CA3260 ne supportant que 16 volts max, pas question d’alimenter en 18 volts avec deux piles 9 volts 6LR61. Trois piles plates conventionnelles de 4,5 volts serait la solution de compromis.
? Adresse 1 sur le multiplexeur, la tension de consigne doit être modulée à 100% par le signal sinusoïdal. Il a fallu revoir les valeurs des résistances R3 et R4 à la baisse car le premier ampli OP ajoutait une suroscillation parasite. Après remplacement de R3 par une résistance de 3K et de R4 par une de 1K5, tout est rentré dans l’ordre.
? Adresse 2 sur le multiplexeur, la tension de consigne doit être modulée à 100% par le signal triangulaire.
? Adresse 3 sur le multiplexeur, la tension de consigne doit être modulée à 100% par le signal carré. Autrement dit le mosfet de l’absorbeur est commandé en tout ou rien.
— Y’aurait mieux : un élevateur de tension à partir d’une ou deux batteries Li-Ion qui débiteraient sur un élevateur de tension régulé, du style de ceux que j’ai faits pour mes testeurs chinois, dans mon banc de tests ! Ils fournissent 9 V, mais très facile de leur faire débiter du 12 V ! Vois ce sujet, comment j’ai fait, ou sur le site de Radioman33 où le banc de tests est expliqué “en long, en large et en travers”, avec les schémas des convertisseurs, en plus ! Sinon, tu peux consulter les vendeurs chinois qui se feront un plaisir de t’en vendre pour pas cher : ce ne sont pas les options qui manquent !
— Là aussi, ce serait “nomade”, exactement comme mon quadruple banc de tests de composants !
— Cordialement !